ՀԱՅԱՍՏԱՆԻ ՀԱՆՐԱՊԵՏՈՒԹՅԱՆ

ԿՐԹՈՒԹՅԱՆ ԵՎ ԳԻՏՈՒԹՅԱՆ ՆԱԽԱՐԱՐՈՒԹՅՈՒՆ

ՀԱՅԱՍՏԱՆԻ ՊԵՏԱԿԱՆ ՃԱՐՏԱՐԱԳԻՏԱԿԱՆ ՀԱՄԱԼՍԱՐԱՆ

( ՊՈԼԻՏԵԽՆԻԿ )

ՆՎԻՐՎՈՒՄ Է ՀՊՃՀ

75  ԱՄՅԱԿԻՆ

Ս.Հ. ՄԱՆՈՒԿՅԱՆ

Է Լ Ե Կ Տ Ր Ո Ն Ի Կ Ա

Ե Վ

Ս Խ Ե Մ Ա Տ Ե Խ Ն Ի Կ Ա

Դասագիրք

(ՄԱՍ 2)

Ե Ր Ե Վ Ա Ն   2 0 0 8

ՀՏԴ  621.38. (07)        Հաստատված է ՀՊՃՀ գիտխորհրդի

ԳՄԴ  32.85 ց7           կողմից (որոշում թիվ 40  , 31.05.2008թ)

Մ  219                        որպես դասագիրք «Էլեկտրոնիկա և

միկրոէլեկտրոնիկա» մասնագիտության

բակալավրական և մագիստրոսական

կրթական ծրագրով սովորող ուսանողների

համար:

Ս.Հ. Մանուկյան

Մ 219         Էլեկտրոնիկա և սխեմատեխնիկա:  Դասագիրք.            

                       - Եր.: Ճարտարագետ, 2008. - 480 էջ:

Դիտարկվում են կիսահաղորդչային սարքերի կառուցվածքը, աշխատանքը, պարամետրերն ու բնութագրերը: Բերվում են դրանց աշխատանքի առանձնահատկությունները տարբեր ռեժիմներում: Ուսումնասիրվում են երկբևեռ և դաշտային տրանզիստորներով հաստատուն և փոփոխական հոսանքի ուժեղարար կասկադների սխեմաները, պարամետրերը և բնութագծերը: Տրվում են ինտեգրալ սխեմաների հիմնական հանգույցների սխեմաները:  Բերվում են ինտեգրալ միկրոսխեմաների կիրառումով տարբեր գծային և ոչ գծային կերպափոխիչների սխեմաների պարամետրերի որոշման ու հաշվարկի եղանակները: Տրվում է տեղեկատվություն մի շարք անալոգային և թվային միկրոսխեմաների վերաբերյալ:

Գրախոսներ`

                                                          տ.գ.դ., դոց.                                                    Գ.Վ. Բարեղամյան,

                                                          տ.գ.թ., պրոֆեսոր.                                       Ա.Ս. Շաղգամյան                                                                                                    

                                                          «ԱՍՈՒՊ-ԿԱՎԱ» ՍՊԸ - ի տնօրեն,.գ.թ.,             Վ.Շ. Հարությունյան          

Խնբագիր` Ն.Խաչատրյան 

ԲՈՎԱՆԴԱԿՈՒԹՅՈՒՆ

ԳԼՈՒԽ 6. ՏՐԱՄԱԲԱՆԱԿԱՆ ՏԱՐՐԵՐ

6.1. Տրամաբանական տարրերի հիմնական բնութագծերը և պարամետրերը

6.2. Տրաբանական տարրերի դասակարգումը

6.3.1. Տրանզիստոր-տրանզիստոր տրամաբանական տարրեր

6.3.2. Շոտկիի տրանզիստորներով տրամաբանական տարրեր

6.3.3. Էմիտերային կապով տրամաբանական  տարրեր

6.4. Ինտեգրալ ներարկումով տրամաբանական տարրեր

6.5. Դաշտային տրանզիստորներով տրամաբանական տարրեր

6.6. Տրամաբանական տարրերի համեմատական բնութագիրը

ԳԼՈՒԽ 7. ՏՐԻԳԵՐՆԵՐ

7.1. Չհամաժամանակեցված տրիգերներ

7.2. Համաժամանակեցված տրիգերներ

7.3. Անհամաչափ (Շմիտտի) տրիգերներ

7.3.1. Տրամաբանական տարրերով անհամաչափ տրիգերներ

7.3.2. ԻԳՈւ-ներով անհամաչափ տրիգերներ

7.3.3. Շմիտտի  ճշգրիտ տրիգեր

ԳԼՈՒԽ 8. ԳԵՆԵՐԱՏՈՐՆԵՐ

8.1. Ընդհանուր դրույթներ

8.2. Հարմոնիկ տատանումների գեներատորներ

8.2.1. RC գեներատորներ

8.2.2. LC  գեներատորներ

8.2.3. Տատանումների հաճախության կվարցային կայունացումով գեներատորներ

8.3. Իմպուլսային ազդանշանների գեներատորներ

8.3.1. ԻԳՈւ-ներով ուղղանկյուն իմպուլսների գեներատորներ

8.3.2. Կոմպարատորներով ուղղանկյուն իմպուլսների գեներատորներ

8.3.3. Ժամանակային հապաղման գեներատոր

8.3.4. Տրամաբանական տարրերով ուղղանկյուն իմպուլսների գեներատորներ

8.3.5. Շմիտտի տրիգերով գեներատորներ

8.4. Գծային փոփոխումով (սղոցաձև) լարման և  հոսանքի գեներատորներ

8.4.1. Գծային փոփոխումով ազդանշանների պարամետրերը և ձևավորման սկզբունքը

8.4.2. Տրանզիստորային բանալիով գծային փոփոխումով լարման գեներատոր

8.4..2.1. Հոսանքի կայունարարով գծային փոփոխումով լարման գեներատոր

8.4.2.2. Փոխհատուցումով գծային փոփոխումով լարման գեներատոր

8.4.3. Լարման լայնաիմպուլսային մուդուլացումով գեներատոր

8.4.4. Գծային փոփոխումով հոսանքի գեներատոր

ԳԼՈՒԽ 9. ԹԱՅՄԵՐՆԵՐ

9.1. Միատակտ թայմեր

9.2. Միատակտ թայմերների կիրառությունները

9.2.1. Ուղղանկյուն իմպուլսների գեներատորը  ինքնատատանման ռեժիմում

9.2.2. Ուղղանկյուն իմպուլսների գեներատորը սպասման  ռեժիմում

9.3. Բազմատակտ (ծրագրավորվող) թայմեր

ԳԼՈՒԽ10. ԵՐԿՐՈՐԴԱՅԻՆ ԷԼԵԿՏՐԱՍՆՄԱՆ ԱՂԲՅՈՒՐՆԵՐ

10.1. Դասակարգումը, կառուցվածքը և պարամետրերը

10.2. ՈՒղղիչներ

10.2.1. ՈՒղղիչների դասկարգումը և պարամետրերը

10.2.2. Չկառավարմամբ  ուղղիչներ

10.2.2.1. Միաֆազ հոսանքի մեկկիսապարբերական ուղղիչ

10.2.2.2. Միաֆազ հոսանքի երկկիսապարբերական ուղղիչներ

10.2.2.3. Lարման բազմապատկումով ուղղիչներ

10.2.3. Եռաֆազ հոսանքի ուղղիչներ

10.2.3.1. Եռաֆազ հոսանքի մեկկիսապարբերական տրանսֆորմատորի միջին կետով ուղղիչ

10.2.3.2. Եռաֆազ հոսանքի երկկիսապարբերական  ուղղիչ

10.3. Հարթեցնող զտիչներ

10.3.1. Հարթեցնող զտիչների պարամետրերը և դասակարգումը

10.3.2. LC և RC զտիչներ

10.3.3. Ռեզոնանսային հարթեցնող զտիչներ

10.4. Լարման կայունարարներ

10.4.1. Լարման կայունարարների դասակարգումը և հիմնական բնութագրերը

10.4.2. Լարման պարամետրական կայունարար

10.4.3. Փոխհատուցումով հաստատուն լարման կայունարարներ

10.4. 4. Կառավարմամբ ուղղիչներ

10.4.4.1. Տիրիստորային կառավարմամբ միակիսապարբերական ուղղիչ

10.4.4.2. Տիրիստորի կառավարման սխեմաներ

10.4.4.3. Հաստատուն լարման իմպուլսային կայունարարներ

10.4.4.4. Լարման իմպուլսային կայունարարների կառուցվածքային սխեմաներ

10.4.4.5. Լարման իմպուլսային կայունարարների էլեկտրական սխեմաներ

10.4.4.6. Կոնդենսատորների կոմուտացմամբ  իմպուլսային երկրորդային սնման լարման աղբյուրներ

Հավելվածներ

Հավելված 1. Մեթոդական ցուցումներ սխեմաների տարրերիընտրման վերաբերյալ

Հավելված 2. Էլեկտրոնային շղթաների հաշվարկային օրինակներ

Հավելված 3. Ինտեգրալ գործառական  ուժեղարարներ

Հավելված 4. Ինտեգրալ կոմպարատորներ

Հավելված 5. Ինտեգրալ տրամաբանական տարրեր

Հավելված 6. Ինտեգրալ տրիգերներ

Հավելված 7. Ինտեգրալ դեշիֆրատորներ

Հավելված 8. Անալոգային և թվային ազդանշանների ինտեգրալ կոմուտատորներ

Հավելված 9. Դիոդներ, դիոդային կամրջակներ, ստաբիլիտրոններ

Հավելված 10. Տրանզիստորներ

Հավելված 11. Ռեզիստորներ

Հավելված 12. Կոնդենսատորներ

Հավելված 13. Օպտոէլեկտրոնային բանալիներ

Հավելված 14. Լարման ինտեգրալ կայունարարներ

Գրականություն

ԳԼՈՒԽ 6. ՏՐԱՄԱԲԱՆԱԿԱՆ ՏԱՐՐԵՐ

Ինֆորմացիայի թվային մշակման համակարգերում կիրառվում են զանազան տրամաբանական ֆունկցիաներ, որոնց իրականացումը էլեկտրական սխեմաների միջոցով կատարվում է տրամաբանական տարրերի կիրառումով:

Տրամաբանական ֆունկցիաները և դրանց արգումենտների արժեքները կարող են ներկայացվել էլեկտրական լարման կամ հոսանքի, ինչպես նաև իմպուլսի, պարամետրերով: Տարբերում են տրամաբանական փոփոխականների ներկայացման պոտենցիալային և իմպուլսային եղանակները:

Պոտենցիալային եղանակով ներկայացման դեպքում տրամաբանական 0 և 1 արժեքները ներկայացվում են լարման կամ հոսանքի երկու տարբեր մակարդակներով (U⁰, U¹): Կիրառվում են դրական և բացասական տրամաբանություններ: Դրական տրամաբանության դեպքում տրամաբանական 1-ին համապատասխանում է լարմամ U¹ կամ հոսանքի I¹ բարձր մակարդակ, իսկ տրամաբանական 0-ին` U<sup>0</sup> կամ I<sup>0</sup> ցածր մակարդակ: Բացասական տրամաբանության դեպքում, հակառակը` լարմամ կամ հոսանքի բարձր մակարդակը համապատասխանում է տրամաբանական 0-ին, իսկ ցածր մակարդակը` տրամաբանական 1-ին:

Իմպուլսային եղանակով ներկայացման դեպքում տրամաբանական 1 արժեքին համապատասխանում է, օրինակ, իմպուլսի կամ դրա  դրական ճակատի առկայությունը, իսկ 0 արժեքին` իմպուլսի բացակայությանը կամ բացասական ճակատի առկայությունը:

Անհրաժեշտ է նշել, որ տրամաբանական փոփոխականների պոտենցիալային ներկայացման դեպքում փոփոխականների արժեքները կարող են որոշվել ցանկացած պահի, իսկ իմպուլսային ներկայացման դեպքում` միայն համաժամանակեցման ազդանշանի առկայության դեպքում: Այս երկու եղանակներից յուրաքանչյուրն օժտված է որոշակի առավելություններով և թերություններով և կիրառվում է` ելնելով իրականացվող խնդրի պահանջներից: Հաշվի առնելով, որ լայն կիրառություն է ստացել պոտենցիալային դրական տրամաբանությունը, դիտարկենք այդ սկզբունքով գործող տրամաբանական տարրերի սխեմաները:  

Տրամաբանական տարրեր կոչվում են պարզ տրամաբանական գործողություններ իրականացնող շղթաները: Դրանց օգնությամբ կարող է իրականացվել ցանկացած տրամաբանական գործողություն: Պարզագույն տրամաբանական գործողություններ են՝ տրամաբանական բացասումը (ՈՉ,  НЕТ, инверсия), տրամաբանական գումարումը (ԿԱՄ« ИЛИ, дизьюнкция)  տրամաբանական բազմապատկումը (ԵՎ, И, коньюнкция), բացառող ԿԱՄ (исключающее ИЛИ): Ավելի փոքր թվով տարրերով տրամաբանական գործողություններ իրականացնում են ԿԱՄ-ՈՉ, ԵՎ-ՈՉ տարրերը:

Տրամաբանական տարրի մուտքային և ելքային լարումները կարող են ունենալ բարձր (1) կամ ցածր (0) մակարդակներ: Տարրերի իրականացրած գործողությունը տրվում է փոխանջատման ֆունկցիայի կամ իսկությունների աղյուսակի միջոցով: Նշված տարրերի համար փոխանջատման  ֆունկցիաները և իսկությունների աղյուսակները կլինեն՝

Էլեկտրական սխեմաներում տրամաբանական տարրերը պատկերվում են հետևյալ պայմանական նշաններով՝

>>

6.1. Տրամաբանական տարրերի հիմնական բնութագծերը և պարամետրերը

Տրամաբանական տարրի հիմնական ստատիկ բնութագիծը փոխանցման բնութագիծն է (նկ.6.1): Դա տարրի ելքային և մուտքերից մեկի լարումների միջև առնչությունն է, մյուս մուտքերում հաստատուն լարումների դեպքում: Ըստ փոխանցման բնութագծի տեսքի տրամաբանական տարրերը բաժանվում են երկու խմբի՝ շրջող և չշրջող: Առաջին դեպքում ելքային ազդանշանի մակարդակները շրջված են մուտքային մակարդակների նկատմամբ  (ՈՉ, ԿԱՄ-ՈՉ, ԵՎ-ՈՉ), երկրորդ դեպքում՝ դրանք համընկնում են (ԿԱՄ, ԵՎ):

Շրջող և չշրջող տրամաբանական տարրերի փոխանցման բնութագծերը բերված են նկ. 6.1,ա և նկ. 6.1, բ-ում: Բնութագծերում 1 և 2 տիրույթները համապատասխանում են տարրերի U_ե = U⁰ և U_ե = U¹ վիճակներին, իսկ 3-ը` անորոշ վիճակ է: Ստատիկ ռեժիմում 3 վիճակն արգելված է: Բնութագծի տիրույթները սահմանազատող մուտքային լարման արժեքները (,) կոչվում են փոխանջատման շեմային լարումներ: Տրամաբանական մակարդակների տարբերությունը (U¹-U⁰) կոչվում է լարման մակարդակի անկում: Բացի տարրի մուտքային տրամաբանական մակարդակներից, մուտքերում կարող են հայտնվել աղմուկներ (), որոնք փոքրացնում կամ մեծացնում են մուտքային լարումների  մակարդակները: Եթե տարրի  մուտքում  U⁰ մակարդակ  է,ապա վտանգավոր են դրական աղմուկները, քանի որ դրանք գումարվելով տրամաբանական U⁰ մակարդակին, բնութագծի վրա աշխատանքային կետը տեղափոխում են 3 տիրույթ, ինչը կարող է բերել տարրի վիճակի փոխանջատման: Մուտքում U¹ մակարդակի և բացասական աղմուկի դեպքում նույնպես կարող է առաջանալ սխալ փոխանջատում: Թույլատրելի առավելագույն դրական  (մուտքում U⁰ մակարդակի դեպքում) և բացասական  (մուտքում U¹ մակարդակի դեպքում) աղմուկների մակարդակները որոշում են տրամաբանական տարրի աղմկակայունությունը: Բնութագծի վրա դրանք նշանակված են ,  և որոշվում են հետևյալ հավասարումներով՝

Տրամաբանական տարրերի փոխանջատման ժամանակ առաջանում են ներքին աղմուկներ,  որոնց ամպլիտուդը համեմատական է մակարդակների անկման արժեքին (U_մ = U¹ -U⁰ ): Տրամաբանական տարրի աղմկակայունությունը որոշվում է հետևյալ առնչություններով՝

և  մեծությունները կոչվում են աղմկակայունության գործակիցներ: Եթե 3 տիրույթը շատ փոքր է (), ապա կիրառվում է փոխանջատման շեմային լարման միջին արժեքը, որը որոշվում է հետևյալ հավասարումով՝

Աղմկակայունությունը մեծացնելու նպատակով անհրաժեշտ է մեծացնել U_m լարման անկման արժեքը և փոքրացնել 3 տիրույթի լայնությունը: Սակայն U_m-ն չի կարող գերազանցել սնման լարման U_սն. արժեքը,  իսկ U⁰-ն՝ փոքր լինել զրոյից« հետևաբար պետք է ապահովել հետևյալ պայմանները՝

Առավելագույն աղմկակայունություն կապահովվի  U¹ = U_սն, U⁰=0, = պայմանների դեպքում, և կունենանք՝

Մուտքային բնութագիծ:        Տրամաբանական տարրի մուտքային բնութագիծ կոչվում է որևէ մուտքում լարման և հոսանքի կապը մյուս մուտքերում հաստատուն լարումների դեպքում: Այդ բնութագծի օգնությամբ որոշվում են մուտքային հոսանքների արժեքները երկու վիճակներում՝ ցածր մակարդակի հոսանքը , երբ U_մ = U⁰, և բարձր մակարդակի հոսանքը  , երբ U_մ = U¹:

Ելքային բնութագիծ:    Ելքային բնութագիծը տարրի ելքային U_ե լարման և ելքային I_ե հոսանքի կապն է հաստատուն մուտքային լարումների դեպքում: Այդ բնութագծերը երկուսն են՝ ելքում ցածր մակարդակի և բարձր մակարդակի   լարումների դեպքում,  որտեղ   ցածր և բարձր մակարդակի ելքային հոսանքներն են:

Տրամաբանական տարրի հիմնական պարամետրերն են՝

Բեռնավորման ունակությունը n (ելքում ճյուղավորման գործակից): Բեռնավորման ունակությունը որոշվում է տարրի ելքում միաժամանակ միացվող իր տեսակի տարրերի թույլատրելի առավելագույն թվով: Ինչքան մեծ է բեռնավորման ունակությունը, այնքան փոքր է տարրերի թիվը, որն անհրաժեշտ է բարդ թվային սարքի կառուցման համար: Սակայն բեռնավորման ունակության մեծացումը սահմանափակվում է այլ պարամետրերի, մասնավորապես, աղմկակայունության և արագագործության վատացմամբ: Տարրի ելքում միացվող բեռների քանակը մեծացնելիս մեծանում է ելքային հոսանքների արժեքները ինչպես ցածր, այնպես էլ բարձր մակարդակների դեպքում, իսկ դա բերում է U¹ մակարդակի նվազեցման և U⁰ մակարդակի աճի: Արդյունքում տարրի աղմկակայունությունը փոքրանում է: Բացի դրանից, մեծ թվով, բեռների միացումից մեծանում է բեռի համարժեք ունակությունը« հետևաբար փոքրանում է արագագործությունը: Մեծ ինտեգրալ միկրոսխեմաներում տարրերի բեռնավորման ունակությունը հասնում է 25-ի:

Մուտքի միավորման m գործակից:   Մուտքի միավորման գործակիցը որոշվում է տրամաբանական տարրի մուտքային ելուստների թվով: m գործակցի մեծացումից մեծանում են տարրի տրամաբանական գործողությունների իրականացման հնարավորությունները« շնորհիվ մեծ թվով տրամաբանական փոփոխականների կիրառման: Սակայն m-ի մեծացումը հանգեցնում է մյուս պարամետրերի վատացմանը: Ժամանակակից տրամաբանական տարրերի համար m = 3..4: Եթե պահանջվում են ավելի մեծ թվով մուտքեր, օգտագործում են մուտքերի քանակի ընդլայնիչներ:

Սպառման հզորության ծախս:       Տրամաբանական տարրի սպառման հզորության ծախսը (սնման աղբյուրից) կախված է տարրի վիճակից: Ելքում U_ե=U⁰ մակարդակի դեպքում ծախսվում է  հոսանք, իսկ U_ե=U¹ դեպքում՝  հոսանք: Սպառման հզորության ծախսը գնահատվում  է  ստատիկ ռեժիմում ծախսի միջին արժեքով և  հավասար  է՝

Սպառման հզորության նվազագույն ծախս ապահովում են կոմպլեմենտար զույգերով կառուցված տարրերը: Ստատիկ ռեժիմում այդ տարրերի սպառման հզորության ծախսը շատ փոքր է հոսանքների փոքրության պատճառով, և հզորությունը հիմնականում ծախսվում է փոխանջատման ռեժիմում:

Արագագործություն: Տրամաբանական տարրի արագագործությունը գնահատվում է տրամաբանական գործողության կատարման միջին ժամանակով« որը կոչվում է ազդանշանի տարածման հապաղման միջին ժամանակ և որոշվում է հետևյալ հավասարումով՝

որտեղ   ազդանշանի տարածման հապաղման ժամանակներն են, երբ ելքային լարումը համապատասխանաբար անցնում է U⁰-ից U¹ և U¹-ից U⁰ մակարդակների: Շրջող տրամաբանական տարրի մուտքային և ելքային լարումների փոփոխման գրաֆիկները բերված են նկ.6.2-ում: Ազդանշանի տարածման հապաղման ժամանակները որոշվում են կամ փոխանջատման շեմային լարման միջին արժեքով կամ էլ տրամաբանական անկման մակարդակի կեսով: Ազդանշանի տարածման հապաղումը պայմանավորված է տրամաբանական տարրում պարազիտային ունակությունների առկայությամբ: Հապաղման ժամանակը կարող է փոքրացվել՝ մեծացնելով սնման աղբյուրից ծախսված հոսանքի մեծությունը« դրանով փոքրացնելով ունակությունների ապալիցքավորման ժամանակը: Սակայն այդ դեպքում մեծանում է ծախսված հզորությունը: Այդ պատճառով տարբեր մակնիշի տրամաբանական տարրերի համեմատման ժամանակ օգտագործում են մեկ այլ պարամետր, որը կոչվում է փոխանջատման աշխատանք՝

Ինտեգրացման աստիճան: Ինտեգրացման աստիճանը ցույց է տալիս ինտեգրալ սխեմայի բյուրեղում նույնատեսակ տրամաբանական տարրերի քանակը: Այն որոշվում է N=lgK արտահայտությամբ, որտեղ  K - ն տրամաբանական տարրերի թիվն է ինտեգրալ սխեմայում: Ներկայումս արտադրվող ինտեգրալ սխեմաներում   N=6:

>>

6.2. Տրաբանական տարրերի դասակարգումը

Տրամաբանական տարրերն դասակարգվում են ըստ կատարած տրամաբանական գործողության, որը դիտարկվեց վերը:

Ըստ տարրի աշխատանքային ռեժիմի դրանք բաժանվում են երկու խմբի՝ ստատիկ և դինամիկ: Առաջինները կարող են աշխատել ինչպես ստատիկ, այնպես էլ դինամիկ (իմպուլսային) ռեժիմներով: Դինամիկ տարրերն աշխատում են միայն իմպուլսային ռեժիմով:

Ըստ տարրում օգտագործված տրանզիստորի տեսակի՝ տարբերում են երկբևեռ և դաշտային տրանզիստորներով տրամաբանական տարրեր: Դիտարկենք այդ տարրերի սխեմաները:

>>

6.3. Երկբևեռ տրանզիստորներով տրամաբանական տարրեր

Երկբևեռ տրանզիստորներով տրամաբանական տարրերը բաժանվում են հետևյալ խմբերի՝

Տրանզիստոր-տրանզիստոր տրամաբանական տարրեր (ՏՏՏ, ТТЛ):

Շոտկիի տրանզիստորներով տրամաբանական տարրեր (ՏՏՏՇ, ТТЛШ ):

Էմիտերային կապով տրանզիստոր-տրանզիստոր տրամաբանական տարրեր (ԷԿՏՏՏ, ЭСТТЛ ):

Ինտեգրալ-ներարկումով տրամաբանական տարրեր (ԻՆՏ, ИИЛ, И²Л):

>>

6.3.1. Տրանզիստոր-տրանզիստոր տրամաբանական տարրեր

ՏՏՏ  տարրի աշխատանքը դիտարկենք ԵՎ-ՈՉ սխեմայի օրինակով, որը բերված է նկ.6.3,ա.-ում: Այստեղ ԵՎ գործողությունն իրականացվում է  VT1 բազմաէմիտեր տրանզիստորի  միջոցով, որի բազայի շղթայում միացված է R1 ռեզիստորը, իսկ ՈՉ գործողությունը՝ VT2-ի միջոցով, որի կոլեկտորի շղթայում միացված է R2 ռեզիստորը:

U₁=U₂=U₃=U¹ բոլոր մուտքերում բարձր մակարդակի առկայության դեպքում VT1-ի բոլոր էմիտերային անցումներին կիրառված են հակառակ լարումներ, անցումները փակ են, և դրանցով հոսում են հակառակ ուղղության փոքր հոսանքները: Այդ հոսանքներով R1-ի վրա առաջացած լարման անկումն այնպիսին է, որ կոլեկտորային անցմանը կիրառվում է ուղիղ լարում, և այն բացվում է: R1-ով և VT1-ի կոլեկտորային անցումով VT2-ի բազային կիրառվում է լարում, և այն բացվում է ու հագենում: Ելքում U_ե=U⁰ լարումն ունի ցածր մակարդակ: Եթե մուտքերից որևէ մեկում լարումն ունի ցածր մակարդակ (օրինակ U₁=U⁰), իսկ մյուս մուտքերում բարձր մակարդակներ են, ապա այն էմիտերային անցումը, որի մուտքում ցածր մակարդակ է (U₁), բաց է, մյուսները՝ փակ: Բաց էմիտերային անցումով հոսում է մեծ հոսանք: Այդ հոսանքը R1-ի վրա առաջացնում է այնպիսի լարման անկում, որ VT1-ի կոլեկտորային  անցմանը կիրառվում է հակառակ լարում, և վերջինս փակվում է: Դա բերում է VT2- ի բազայի պոտենցիալի նվազեցման և հետևաբար VT2-ի` փակման: Սխեմայի ելքում լարումն ընդունում է բարձր մակարդակ (U_ե=U¹): Տարրի բոլոր մուտքերում ցածր մակարդակների դեպքում (U₁=U₂=U₃=U⁰) VT1-ի էմիտերային անցումները բաց են, իսկ կոլեկտորային անցումը՝ փակ: Փակ է նաև VT2-ը, և ելքում ունենք լարման բարձր մակարդակ:

Ասվածից կարելի է եզրակացնել, որ տրամաբանական տարրի ելքում լարումն ունի ցածր մակարդակ միայն այն դեպքում, երբ բոլոր մուտքերում բարձր մակարդակներ են, այսինքն՝ սխեման իրականացնում է ԵՎ-ՈՉ գործողություն:

Սխեմայում միացված VD1...VD3 դիոդները տարրը պաշտպանում են մուտքերում հակառակ բևեռականության լարումներից:

Դիտարկեցինք տարրի աշխատանքը ստատիկ ռեժիմում: Դինամիկ ռեժիմում, երբ մուտքում գործում է իմպուլս, ազդում են սխեմայում գոյություն ունեցող պարազիտային ունակությունները (C1, C2), որոնց լիցքավորումը և լիցքաթափումը առաջացնում են փոխանջատման հապաղում և արագագործության նվազում:

Դիտարկված պարզ ՏՏՏ տարրի թերություններից են՝ փոքր բեռնավորման ունակությունը` պայմանավորված ելքային մեծ դիմադրությամբ (տրանզիստորի ընդհանուր էմիտերով միացում) և փոքր աղմկակայունությունը:

ՏՏՏ տարրի աղմկակայունության, բեռնավորման ունակության և արագագործության մեծացման նպատակով VT2-ով իրականացվող շրջման սխեման փոխարինվում է ավելի բարդ շրջիչով (ինվերտոր): Բարդ շրջիչով տարրի սխեման բերված է նկ.6..3,բ-ում: Այստեղ նույնպես, ինչպես և նախորդ դեպքում, ԵՎ գործողությունը իրականացվում է VT1 բազմաէմիտեր տրանզիստորի միջոցով: Բարդ շրջիչը կազմված է R2, R3, R4, VT2, VT3, VT4 և VD4 տարրերից: Տարրի մուտքերից մեկում կամ  մի  քանիսում  ցածր մակարդակի առկայության դեպքում, ինչպես և նախորդ սխեմայում VT1-ի կոլեկտորային անցումը փակ է, հետևաբար VT2-ի բազայի հոսանքը բացակայում է, և այն նույնպես փակ է: VT2-ով հոսանք չի հոսում (հակառակ ուղղությամբ փոքր հոսանքով անտեսում ենք), R4 - ի վրա լարման անկումը բացակայում է, ինչը հանգեցնում է նաև VT3-ի փակմանը: VT4-ը բաց է, դրա բազային R2 ռեզիստորի միջոցով կիրառված լարման շնորհիվ: Տարրի ելքում ունենք բարձր մակարդակ (U_ե=U¹): Բոլոր մուտքերում բարձր մակարդակի դեպքում VT1-ի էմիտերային անցումները փակ են, կոլեկտորայինը՝ բաց: Բաց են նաև VT2, VT3 տրանզիստորները, իսկ VT4-ը փակ է: Ելքային լարումն ունի ցածր մակարդակ (U_ե=U⁰): Հետևաբար տարրն իրականացնում է ԵՎ - ՈՉ գործողություն: Սխեմայում VD5 դիոդը միացված է VT3-ի բաց վիճակում՝ VT4-ի կայուն փակ վիճակն ապահովելու համար: Դիոդի բացակայության դեպքում VT4-ի բազա-էմիտեր շղթային կիրառվում է VT2-ի կոլեկտոր-էմիտեր և VT3-ի կոլեկտոր-բազա լարումների տարբերությունը: Քանի որ այդ տրանզիստորները գտնվում են հագեցված վիճակում, նշված լարումներն իրարից շատ քիչ են տարբերվում, և VT4-ի բազա-էմիտեր լարումը նույնպես փոքր է: Այդ պատճառով VT4-ը հուսալի փակ չէ և փոքր աղմուկներից կարող է անցնել բաց վիճակի (աղմկակայունությունը փոքր է): VD5-ի միացման դեպքում այն միշտ բաց է, դրա վրայի լարման անկումը կիրառվում է VT4-ի բազա-էմիտեր շղթային (բացասական բևեռով) և հուսալի կերպով փակելով այն` մեծացնում է տարրի աղմկակայունությունը: Բարդ շրջիչի կիրառումը մեծացնում է տարրի բեռնավորման ունակությունը,  քանի որ U_ե=U¹ ելքում բարձր մակարդակի դեպքում, երբ VT4-ը բաց է, շրջիչն աշխատում է էմիտերային կրկնիչի ռեժիմով և ապահովում է հոսանքի ուժեղացում: Ելքում ցածր մակարդակի դեպքում, երբ VT3-ը բաց է, դրա բազային լարում տրվում է VT2-ի էմիտերային շղթայով, հետևաբար վերջինս աշխատում է էմիտերային կրկնիչի ռեժիմում և ապահովում է հոսանքի ուժեղացում:

Տարրի արագագործությունը մեծանում է, քանի որ երբ VT4-ը բաց է, շրջիչն աշխատում է էմիտերային կրկնիչի ռեժիմով, ունի շատ փոքր ելքային դիմադրություն, և ելքային ունակության լիցքավորումը կատարվում է արագ: Իսկ երբ բաց է VT3-ը, ունակությունը լիցքաթափվում է տրանզիստորի կոլեկտոր-էմիտեր փոքր դիմադրությամբ:

Թվային մի շարք սխեմաներում անհրաժեշտ է տրամաբանական տարրի ելքում միացնել տարրեր, որոնց սնման համար պահանջվում է լրացուցիչ լարման աղբյուր (էլեկտրամագնիսական ռելե, թվային արտացոլիչներ): Այդ նպատակներով արտադրվում են տրամաբանական տարրեր, որոնց ելքային կասկադը բաց կոլեկտորով է (նկ. 6.4,ա.):

Տրանզիստորի կոլեկտորի շղթայում ինդուկտիվ բեռի (ռելեի փաթույթ) միացման դեպքում առաջանում է ինքնինդուկցիայի ԷԼՇՈՒ, որը կարող է առաջացնել VT2-ի ծակում: Դրանից խուսափելու համար միացվում են VD դիոդը և R ռեզիստորը:

Թվային սարքերում տարրն ընդհանուր ինֆորմացիոն գծին միացման դեպքում օգտագործվում են հատուկ տրամաբանական տարրեր, որոնցում ելքը, բացի ցածր և բարձր մակարդակներից, կարող է ընդունել երրորդ՝ անջատված (անսահման մեծ դիմադրության) վիճակը: Երրորդ վիճակն ապահովվում է մուտքերից մեկը VD4 դիոդով VT2-ի կոլեկտորին միացումով (նկ.6.4,բ): U₁=1 դեպքում սխեման աշխատում է իբրև ԵՎ-ՈՉ տարր: U₁=0 դեպքում VD4-ը բացվում է, և ցածր մակարդակը դիոդով կիրառվում է VT2-ի կոլեկտորին: VT2, VT3, VT4 տրանզիստորները փակվում են, տարրի ելքն անջատվում է ինֆորմացիոն գծից:

>>

6.3.2. Շոտկիի տրանզիստորներով տրամաբանական տարրեր

Վերը դիտարկված ՏՏՏ տարրերում բաց վիճակում տրանզիստորներն աշխատում են հագեցման ռեժիմում, որը բերում է արագագործության նվազեցմանը: Արագագործության մեծացման նպատակով տրամաբանական տարրերում օգտագործում են Շոտկիի տրանզիստորներ:

Շոտկիի տրանզիստորներն աշխատում են հագեցման և ակտիվ ռեժիմների սահմանագլխին, դրանք չեն հագենում և փոխանջատման հապաղման ժամանակները նվազում են, հետևաբար արագագործությունը մեծանում է:

Շոտկիի տրանզիստորներով ԵՎ-ՈՉ տարրի սխեման բերված է նկ. 6.5-ում: Այն իր կառուցվածքով և աշխատանքի սկզբունքով չի տարբերվում  ՏՏՏ  տարրի  սխեմայից: Արագագործության էլ ավելի մեծացման նպատակով սխեմայի ելքում օգտագործված է VT3,VT4 տրանզիստորներով բաղադրյալ տրանզիստոր: Վերջինս իր մեծ հոսանքով ապահովում է ելքում բեռի Cբ ունակության արագ լիցքավորումը: Տարրի U⁰-ից U¹ վիճակին անցնելիս VT5-ը փակվում է, VT3, VT4 տրանզիստորները բացվում են, և բեռի ունակությունն արագ լիցքավորվում է բաց տրանզիստորների մեծ հոսանքով: Տարրի U¹ վիճակից U⁰ վիճակին անցնելիս VT5-ը բացվում է, իսկ VT3 և VT4-ը փակվում: Բեռի ունակությունն արագ լիցքաթափվում է VT5-ով: VT5-ի բազայի շղթայում միացված VT6 տրանզիստորը R4, R5 ռեզիստորների հետ կազմում է դինամիկ բեռ, որը մեծացնում է սխեմայի աղմկակայունությունը:

>>

6.3.3.Էմիտերային կապով տրամաբանական տարրեր

Էմիտերային կապով տրամաբանական տարրերում օգտագործվում են հոսանքի փոխարկիչներ (նկ.6.6): VT_հ տրանզիստորը VT1, VT2 տրանզիստորների հետ կազմում է հոսանքի փոխարկիչ: VT3, R4, VT4, R5 տարրերով կառուցված են էմիտերային կրկնիչներ, որոնց միջոցով փոքրացվում է տարրի ելքային դիմադրությունը (մեծացվում է տարրի բեռնավորման ունակությունը):

 Մուտքային U_1, U₂ լարումներից որևէ մեկի բարձր մակարդակի դեպքում (օրինակ U₁=U¹>U_հ) համապատասխան տրանզիստորը (VT1-ը) բաց է, հետևաբար VT_հ-ը փակ է, և անկախ մյուս մուտքի U₂ լարման մակարդակից, կստանանք U_ե1=U⁰ և U_ե2=U¹ մակարդակներ, որոնք էմիտերային կրկնիչներով փոխանցվում են U_ե3 = U_ե1 = U⁰,  U_ե4 = U_ե2 = U¹: Սխեմայի մուտքերում ցածր մակարդակների դեպքում VT1, VT2 տրանզիստորները փակ են, հետևաբար VT_հ -ն բաց է, և  U_ե1 = U_ե3 = U¹, իսկ U_ե2 = U_ե4 = U⁰:

Ասվածից բխում է, որ U_ե3 ելքում սխեման իրականացնում է ԿԱՄ-ՈՉ գործողություն (U_ե3 = ), իսկ U_ե4 ելքում՝ ԿԱՄ գործողություն ( U_ե4 = U₁+U₂):                                                                   

Այս տարրերում էմիտերային կրկնիչների կիրառումը մեծացնում է բեռնավորման ունակությունը և աղմկակայունությունը, սակայն մեծանում են նաև հզորության ծախսը և չափսերը: Սխեմայի արագագործությունը մեծ է շնորհիվ այն բանի, որ հոսանքի փոխարկչում բաց վիճակում տրանզիստորները չեն հագենում:

>>

6.4. Ինտեգրալ ներարկումով տրամաբանական տարրեր

Ինտեգրալ ներարկումով տրամաբանական տարրերն ունեն փոքր չափսեր և հզորության ծախս: Դա պայմանավորված է տարրերում ռեզիստորների բացակայությամբ և սնման լարման ցածր մակարդակով:

Ինտեգրալ ներարկումով տարրի բազային սխեման բերված է նկ. 6.7,ա-ում: Այն բաղկացած է p -n- p տրանզիստորից (VT_ն),  որը կատարում է կայուն հոսանքի աղբյուրի դեր (Iգ) և կոչվում է ներարկիչ (ինժեկտոր), ու VT2 բազմակոլեկտոր n-p-n տրանզիստորից: VT1-ը նախորդ տարրի ելքային տրանզիստորն է:

Սովորաբար VT_ն ներարկիչ տրանզիստորը բազմակոլեկտոր է: Կոլեկտորների թիվը հավասար է միկրոսխեմայում օգտագործված տրանզիստորների թվին (VT1,VT2...), ինչը հնարավորություն է տալիս մեկ ներարկող տրանզիստորով ապահովել միկրոսխեմայի բոլոր տրանզիստորների ներարկման հոսանքները: VT_ն տրանզիստորը միացված է ընդհանուր բազայով միացման սխեմայով: E լարման աղբյուրով VT_ն տրանզիստորի էմիտերային անցումը բաց է, և դրանով անցնում է հոսանք: Այդ հոսանքի մի մասը ներարկվում է կոլեկտորի  շղթա,  եթե  VT1 տրանզիստորը փակ է (տարրի մուտքում բարձր մակարդակ), ապա ներարկիչի հոսանքը հոսում է VT2-ի բազայով, և այն բացվում հագենում է: Տարրի ելքում ստանում ենք ցածր մակարդակ: VT1-ի բաց վիճակում (տարրի մուտքում ցածր մակարդակ է) ներարկիչի հոսանքն անցնում է VT1-ի կոլեկտորային շղթայով, VT2-ը փակ է, և տարրի ելքում բարձր մակարդակ է: Փաստորեն ինտեգրալ ներարկումով տարրն իրականացնում  է  ՈՉ  գործողություն, և VT1 և VT2 տրանզիստորները կոչվում են շրջիչ տրանզիստորներ:

Ներարկիչը փոխարինելով հոսանքի գեներատորով՝ բազային յուրաքանչյուր տարր կարելի է պատկերել շրջիչ տրանզիստորով, որի բազայի   շղթայում միացված է Iգ հոսանքի գեներատոր (նկ. 6.7,բ): Շրջիչ տրանզիստորի բազմակոլեկտորությունը (բերված սխեմայում դրանք երկուսն են) մեծացնում է տարրի գործառութային հնարավորությունները: Էլեկտրական սխեմաներում ինտեգրալ ներարկումով բազային  տարրը պատկերվում է նկ.6.7,գ-ում բերված տեսքով: Երկու բազային տարրերի ելքերի միացմամբ իրականացվում է ԿԱՄ-ՈՉ գործողություն, իսկ երրորդ տարրի միացումով՝ ԿԱՄ գործողություն (նկ.6.7,դ):

>>

6.5. Դաշտային տրանզիստորներով տրամաբանական տարրեր

Դաշտային տրանզիստորներով տրամաբանական տարրերը կառուցվում են մեկ (սովորաբար n) կամ երկու (n և p) տեսակի հաղորդականության հոսքուղային տրանզիստորներով: Առաջին դեպքում ունենք կիսահաղորդչային բյուրեղի վրա նվազագույն մակերես, երկրորդ դեպքում՝ հզորության նվազագույն ծախս« ավելի մեծ արագագործություն և աղմկակայունություն:

Մեկ տեսակի հաղորդականության հոսքուղային դաշտային տրանզիստորներով տրամաբանական տարրեր: Մեկ տեսակի (n) հաղորդականության հոսքուղային դաշտային տրանզիստորներով ՈՉ տարրի սխեման բերված է նկ. 6.8,ա-ում: Այն բաղկացած է երկու հաջորդաբար միացված տրանզիստորներից, որոնցից VT1-ն աշխատում է դիմադրության ռեժիմով (փականին կիրառված է դրական լարում, այն միշտ բաց է և ներկայացնում է որոշակի դիմադրություն), իսկ VT2-ը՝ բանալու ռեժիմով: Մուտքային U₁=U⁰ ցածր մակարդակի դեպքում VT2-ը փակ է, և ելքում U_ե=U¹ բարձր մակարդակ է: Երբ U₁=U¹, այդ դեպքում VT2-ը բաց է, և ելքում U_ե=U⁰ ցածր մակարդակ է:                                                           

Դիմադրության փոխարեն VT1 տրանզիստորի կիրառումը պարզեցնում է տրամաբանական տարրի պատրաստման տեխնոլոգիան« քանի որ բոլոր տարրերն ունեն նույն կառուցվածքը:

ԵՎ-ՈՉ սխեման ստացվում է երեք տրանզիստորների հաջորդական միացմամբ (նկ.6.8,բ): Այստեղ երկու մուտքերում բարձր մակարդակի  դեպքում (U₁=U¹, U₂ =U¹) VT2, VT3 տրանզիստորները բաց են, և ելքում ցածր մակարդակ է (U_ե=U⁰): Եթե մուտքերից որևէ մեկում ցածր մակարդակ է (օրինակ U₁=U⁰), ապա համապատասխան տրանզիստորը փակ է  (VT2), և ելքում  ունենք բարձր մակարդակ (U_ե=U¹): Ելքում բարձր մակարդակ է նաև երկու մուտքերում ցածր մակարդակների դեպքում:

ԿԱՄ-ՈՉ տարր ստացվում է VT2, VT3 տրանզիստորների զուգահեռ միացմամբ (նկ. 6.8,գ): Մուտքերից մեկում բարձր մակարդակի դեպքում համապատասխան տրանզիստորը բացվում է և, անկախ մյուս մուտքի մակարդակից, ելքում հաստատվում է ցածր մակարդակ: Ելքում  բարձր մակարդակ ստացվում է միայն երկու մուտքերում ցածր մակարդակի դեպքում: Մեկ տեսակի հաղորդականության հոսքուղով տրամաբանական տարրում ելքում ցածր մակարդակի դեպքում երկու տրանզիստորներն էլ բաց են, դրանցով հոսում է համեմատաբար մեծ հոսանք, և հզորության ծախսը մեծ է:                            

Երկու տեսակ հաղորդականության հոսքուղիներով դաշտային տրանզիստորներով տրամաբանական տարրեր: Սպառված հզորության ծախսը փոքրացնելու նպատակով դաշտային տրանզիստորներով տրամաբանական տարրերում օգտագործում են երկու տարբեր հաղորդականության հոսքուղով տրանզիստորներ: Տրանզիստորների այդպիսի  զույգն  անվանում են կոմպլեմենտար զույգ (КМОП, КМДП): Կոմպլեմենտար զույգի կիրառման շնորհիվ ելքային լարման ցանկացած մակարդակի դեպքում տրանզիստորներից մեկը բաց է, իսկ մյուսը՝ փակ և դրանցով հոսող հոսանքը շատ փոքր է: Հետևաբար փոքր է նաև սպառված հզորությունը:

Նկ. 6.9,ա-ում բերված է կոմպլեմենտար զույգով ՈՉ տարրի սխեման: VT1 տրանզիստորն ունի p հաղորդականության, իսկ VT2 –ը՝ n հաղորդականության հոսքուղի: Առաջինը բացվում է մուտքային բացասական, իսկ երկրորդը՝ դրական լարումից:

Տարրի մուտքում U₁=U¹ մակարդակի դեպքում VT2-ի փականի լարումն ակունքի նկատմամբ դրական է, և այն բաց է: VT1-ի փական-ակունք լարումը, որը հավասար է U¹ - E մեծ է տրանզիստորի բացման շեմային լարումից, և այն փակ է: Տարրի ելքում ունենք ցածր մակարդակ: Երբ մուտքում U₁=U⁰, ցածր մակարդակ է, VT1-ի փական-ակունք լարումը փոքր է բացման շեմային լարումից, և այն բացվում է: VT2-ի փական-ակունք U⁰=0 լարումը փոքր է բացման շեմային լարումից, և այն փակ է: Տարրի ելքում U_ե=U¹ բարձր մակարդակ է:  

ԿԱՄ-ՈՉ տարրի սխեմայում (նկ.6.9,բ) կոմպլեմենտար զույգերի նույն հաղորդականության հոսքուղիով մեկական տրանզիստորներ միացված են հաջորդաբար (VT1, VT3) և մեկական՝ զուգահեռ (VT2, VT4): Ելքը դուրս է բերված զուգահեռ միացված տրանզիստորներից: Մուտքերից որևէ մեկում բարձր մակարդակի դեպքում (օրինակ, U₁=U¹ ) VT2, VT4 տրանզիստորներից համապատասխան տրանզիստորը (VT4) բաց է, դրա զույգը կազմող տրանզիստորը փակ է (VT3) և անկախ մյուս մուտքի մակարդակից՝ ելքում  ցածր մակարդակ է: Ելքում ցածր մակարդակ կլինի նաև, երբ երկու մուտքերում էլ բարձր մակարդակներ են: Երկու մուտքերում ցածր մակարդակի դեպքում VT2, VT4 տրանզիստորները փակ են, իսկ VT1, VT3 տրանզիստորները՝ բաց: Ելքում բարձր մակարդակ է:

ԵՎ - ՈՉ տարրում  (նկ. 6.9,գ) VT1, VT3  տրանզիստորները  միացված են զուգահեռ, իսկ VT2, VT4 տրանզիստորները՝  հաջորդաբար: Այս սխեմայում միայն U₁=U¹ և U₂=U¹ արժեքների դեպքում է, որ VT2,VT4 տրանզիստորները բաց են, իսկVT1,VT3 տրանզիստորները՝ փակ, և U_ե=U⁰: Մուտքային լարումների մյուս բոլոր արժեքների դեպքում հաջորդաբար միացված տրանզիստորներից մեկը փակ է, մյուսը՝ բաց, և U_ե=U¹:

Մեծ կիրառություն են գտել նաև ԵՎ-ԿԱՄ-ՈՉ և ԿԱՄ-ԵՎ-ՈՉ տրամաբանական տարրերը: ՆԿ.6.10-ում պատկերված է կոմպլեմենտար զույգով 2ԵՎ-ԿԱՄ-ՈՉ տարրի սխեման և պայմանական նշանակումը: VT1, VТ2 և VT3,VT4 տրանզիստորներով իրականացվում է 2ԵՎ գործողությունը, իսկ VT5,VT6 -ով` ԿԱՄ-ՈՉ գործողությունը:

2ԿԱՄ-ԵՎ-ՈՉ տարրի սխեման և պայմանական նշանակումը բերված է նկ.6.11-ում: VT1, VТ2, VT3, VT4 և տրանզիստորներով իրականացվում է 2ԿԱՄ-ՈՉ գործողությունը, իսկ VT5, VT6 - ով` ԵՎ գործողությունը:

Թվային սարքերում շատ մեծ կիրառություն է գտել բացառող ԿԱՄ տարրը: Այն օգտագործվում է որպես 2 մոդուլով գումարիչ, փուլային կոմպարատոր, որի միջոցով որոշվում են երկու տարբեր թվային հաջորդականությունների փուլերի և հաճախությունների հավասարության պահերը և այլն:

Դաշտային տրանզիստորներով կոմպլեմենտար զույգով բացառող ԿԱՄ տարրի սխեման, պայմանական նշանակումը և իսկությունների աղյուսակը բերված են  նկ.6.12 -ում:

    U₁=U₂=0 դեպքում VT1- ը փակ է, VT2-ը` բաց: +E լարումը փոխանցվում է VT3-ի փականին: VT3-ը բացվում է և U<sub>1</sub>-ը միացնում է ելքին: Ելքում ստանում ենք U<sub>ե</sub>=U<sub>1</sub>=0: U<sub>1</sub>=0, U<sub>2</sub>=1 դեպքում VT1-ը բաց է, VT2-ը` փակ: VT1-ի ըմպիչի լարումով VT3-ը փակվում է: U₂-ով փակ է նաև VT4-ը: U₁-ը կիրառվում է VT5, VT6-ի փականներին: VT5-ը փակվում է, VT6-ը` բացվում: U<sub>2</sub>-ը VT6-ով հաղորդվում է ելք` U_ե = U₂ =1: U₁=1,U₂=0 դեպքում VT1-ը փակ է, VT2-ը` բաց: +E լարումը VT2-ով փոխանցվում է VT3-ի փականին: VT3-ը բացվում է և U<sub>1</sub>-ը փոխանցում է ելք` U_ե = U₁=1: U₁=1, U₂=1 դեպքում VT1-ը բաց է, VT2, VT3ը`- փակ: U₁-ը փակում է VT6-ը, բացում է VT5-ը և U_ե = 0:

Այսպիսով, բացառող ԿԱՄ տարրի իսկությունների աղյուսակը կունենա նկ.6.12-ում բերված տեսքը: Ի տարբերություն ԿԱՄ տարրի բացառող ԿԱՄ տարրի, ելքում լարումը զրո է, երբ ինֆորմացիոն մուտքերում ազդանշանների մակարդակները համընկնում են (U₁=0, U₂=0 կամ U₁=1, U₂=1): 

>>

6.6. Տրամաբանական տարրերի համեմատական բնութագիրը    

Տրամաբանական տարրերը տարբերվում են իրենց պարամետրերով  և, կախված առաջադրված  խնդրի պահանջներից, ընտրվում է այն մակնիշը, որն առավել լավ է բավարարում այդ պահանջները: Աղյուսակ 6.1-ում բերված են տարբեր մակնիշի տրամաբանական տարրերի պարամետրերի միջինացված արժեքները: Էներգիայի ծախսի տեսանկյունից շահավետ են ինտեգրալ ներարկումով (ИИЛ) և կոմպլեմենտար զույգերով  (КМДП)  տարրերը,  արագագործության  տեսանկյունից՝ Շոտկիի տրանզիստորներով (ТТЛШ) և էմիտերային կապով (ЭСТЛ) տարրերը, մեծ աղմկակայունությամբ՝ երկբևեռ (ТТЛ) և դաշտային տրանզիստորներով (МДП, КМОП) տարրերը:

>>

Ստուգողական հարցեր

1. Ի՞նչպես են դասակարգվում տրամաբանական տարրերը:

2. Թվարկեք տրամաբանական տարրերի պարամետրերը :

3. Ո՞րոնք են տրամաբանական տարրերի բնութագծերը:

4. Բացատրեք երկբևեռ տրանզիստորներով տրամաբանական տարրերի աշխատանքը:

5. Ի՞նչ դրական հատկություններ ունեն կոմպլեմենտար զույգով տրամաբանական տարրերը:

6. Թվարկեք հոսանքի փոխարկիչով տրամաբանական տարրերի  դրական և բացասական հատկանիշները:

7. Ի՞նչպես են տրամաբանական տարրերի ելքում ապահովում երրորդ կայուն վիճակը:

8. Ի՞նչով է պայմանավորված տրամաբանական տարրում երրորդ կայուն վիճակի անհրաժեշտությունը:

9. Կատարեք տարբեր տեսակի տրամաբանական տարրերի պարամետրեր և բնութագծերի համեմատական վերլուծություն : 

>>

ԳԼՈՒԽ 7. ՏՐԻԳԵՐՆԵՐ

Տրիգեր կոչվում է երկու կայուն վիճակներով օժտված սարքը, որն անսահմանափակ երկար ժամանակ կարող է գտնվել կայուն վիճակներից մեկում և թռիչքով անցնել մեկ կայուն վիճակից մյուսին, երբ թողարկող ազդանշանը հավասարվում է սևեռված շեմային մակարդակներից մեկին: Տրիգերի մուտքային և ելքային լարումների միջև կապը բերված է նկ. 6.1-ում: AB և CD մակարդակները համապատասխանում են տրիգերի կայուն վիճակներին, իսկ B և C կետերը` թողարկող՝ Uթ, լարման շեմային արժեքներին: 

Թողարկող լարման աճի դեպքում մինչև U₁ շեմային արժեքը տրիգերի ելքային լարումն ունի U⁰ մակարդակը (առաջին կայուն վիճակ) և թռիչքով  անցնում  է  U¹ մակարդակին  (երկրորդ  կայուն  վիճակ), երբ  Uթ=U₁: Թողարկող լարման հետագա աճը չի փոխում տրիգերի վիճակը: Եթե այդ վիճակում Uթ լարումը փոքրանում է տրիգերի վիճակը չի փոխվում մինչև Uթ = U₂ երկրորդ շեմային լարումը,  որի դեպքում թռիչքով անցնում է U⁰ վիճակին: Թողարկող լարումը կարող է փոփոխվել ցանկացած օրենքով (նկ. 7.1):

Տրիգերները,  որոնց կայուն վիճակները բնորոշվում են ելքային լարման հաստատուն մակարդակներով (պոտենցիալներով), կոչվում են պոտենցիալային կամ ստատիկ տրիգերներ:

Տրիգերի այն վիճակը, երբ ելքում բարձր U¹ մակարդակ է, կոդավորվում է 1 թվով, իսկ ցածր U⁰ մակարդակի դեպքում՝ 0 թվով: Տրիգերը, բացի ուղիղ Q ելքից, ունի շրջված ելք« որտեղ պոտենցիալն ունի ուղղիղ ելքի պոտենցիալի արժեքի հակառակ արժեքը (P =):

Տրիգերի թողարկումը կատարվում է երկու եղանակով՝ բաժանված և ընդհանուր: Բաժանված թողարկումով տրիգերի (անվանում են նաև RS տրիգեր) թողարկումը կատարվում է երկու ինֆորմացիոն մուտքերից՝ R և S (նկ.7.2,ա):

Մուտքային ազդանշանների S=1, R=0 արժեքների դեպքում տրիգերի ելքերում ստանում ենք Q=1, = 0 մակարդակներ, իսկ R=1,  S=0 արժեքների դեպքում՝ Այլ կերպ ասած, տրիգերի թողարկման համար պետք է մուտքերում թողարկող ազդանշաններն իրար հաջորդեն: Եթե տրիգերը գտնվում է Q=1 վիճակում և S  մուտքին տրվում է 1, տրիգերի վիճակը չի փոխվում: Վիճակը չի փոխվում նաև, երբ  և տրվում է R=1: Օգտագործվում են նաև շրջված մուտքով RS տրիգերներ (նկ.7.2,բ),  որտեղ

Ընդհանուր թողարկման դեպքում (նկ.6.2,գ) տրիգերն ունի մեկ T մուտքային ելուստ, և ամեն անգամ անցնում է մի վիճակից մյուսին (թողարկվում է), երբ այդ մուտքին տրվում է T=1 ազդանշան:

Դիտարկված տրիգերները կոչվում են չհամաժամանակեցված (ասինքրոն) տրիգերներ: Մեծ կիրառություն են գտել նաև համաժամանակեցված (սինքրոն) տրիգերները (նկ. 7.2,դ,ե): Այս տրիգեներն ունեն լրացուցիչ C մուտք, որը կոչվում է համաժամանակեցնող մուտք: Տրիգերի մեկ կայուն վիճակից մյուսին անցումը տեղի է ունենում միայն, երբ տրվում է C=1 համաժամանակեցնող ազդանշանը: Տրիգերի սխեման իր կառուցվածքով կարող է լինել համաչափ և անհամաչափ: Վերջիններս կոչվում են նաև էմիտերային կապով կամ Շմիդտի տրիգեր:

Տրիգերներում օգտագործվում են տրանզիստորային բանալիներ կամ տրամաբանական տարրեր: Արտադրվում են նաև ինտեգրալ տրիգերներ: Հաշվի առնելով, որ ներկայումս տրանզիստորներով տրիգերներ չեն օգտագործվում, դիտարկենք տրամաբանական տարրերով և ինտեգրալ տրիգերները:

>>

7.1. Չհամաժամանակեցված տրիգերներ

Տրամաբանական տարրերով տրիգերներում օգտագործվում են ԿԱՄ-ՈՉ կամ ԵՎ-ՈՉ տարրեր: Նկ. 7.3,ա-ում բերված է ԿԱՄ-ՈՉ տարրերով չհամաժամանակեցված RS տրիգերի սխեման: Այն բաղկացած է երկու ԿԱՄ-ՈՉ տարրերից, որոնցից յուրաքանչյուրի մուտքերից մեկը միացված է մյուսի ելքին և ապահովում է դրական հետադարձ  կապ, իսկ  երկրորդ  մուտքերը  ծառայում են  թողարկման համար (R և S):  Տրիգերի թողարկումը R և S մուտքային ազդանշաններից կարող է նկարագրվել փոխանջատման աղյուսակի (նկ. 7.3,բ) միջոցով: Մուտքային ազդանշանների S=0 և R=0 արժեքների դեպքում, անկախ տրիգերի վիճակից (Qn = 0 կամ Qn = 1), այն չի փոխվում (Qn = Qn+1): Մուտքերում Sn=0, Rn=1 արժեքների դեպքում, անկախ ելքում ազդանշանի սկզբնական արժեքից (Qn), տրիգերն անցնում է Qn+1=0 վիճակի (աղյուսակի երրորդ և չորրորդ տողերը), իսկ Sn=1, Rn=0՝ Qn+1=1 վիճակի (հինգերրորդ և վեցերորդ տողերը): Sn = 1, Rn = 1 արժեքների դեպքում երկու ելքերում միևնույն մակարդակն է (0 կամ 1): Այս վիճակն անորոշ  է և չի համապատասխանում տրիգերի աշխատանքային վիճակին, հետևաբար մուտքային ազդանշանների Sn=1, Rn=1 արժեքները համարվում են արգելված (աղյուսակի յոթերորդ և ութերորդ տողեր) և նշանակվում՝ X-ով: Փոխանջատման աղյուսակը ավելի պարզ տեսքով բերված է նկ. 7.3, գ-ում:

Տրիգերի փոխանջատումը կատարվում է ոչ թե ակնթարթորեն, այլ t_փ=2t_տ.հ ժամանակահատվածում, քանի որ մեկ տրամաբանական տարրի անցումը մի վիճակից մյուսին կատարվում է ազդանշանի հապաղման  միջին ժամանակում (t_.տ.հ): Դրանից բխում է, որ տրիգերի հուսալի աշխատանքի ապահովման համար մուտքային  ազդանշանների տևողությունը  պետք  է բավարարի t_ի > t_փ պայմանին, իսկ հաճախությունը՝ f_ի < 1/ t_փ պայմանին:     

Շրջված մուտքերով տրիգերի սխեման բերված է նկ.6.3,դ-ում, իսկ փոխանջատման աղյուսակները՝ նկ.7.3,ե,զ¬ում:       

Սխեմայում օգտագործված են ԵՎ-ՈՉ տարրեր: Ի տարբերություն ուղիղ մուտքերով RS տրիգերի, այստեղ արգելված հանդիսանում են մուտքային ազդանշանների Sn = 0, Rn = 0 արժեքները (աղյուսակում առաջին երկու տողերը):

Դիտարկված RS տրիգերներն ունեն մուտքային ազդանշանների արգելված արժեքներ, ինչը սահմանափակում է դրանց կիրառման հնարավորությունները:                   

 Չհամաժամանակեցված T և D տրիգերներ ձևավորվում են  համաժամանակեցված RS տրիգերի կիրառումով: Դրանց սխեմաները  բերված են հաջորդ բաժնում:

>>

7.2. Համաժամանակեցված տրիգերներ

Տրամաբանական տարրերով տրիգերներում փոխանջատման ժամանակը կախված է օգտագործված տրամաբանական տարրերի քանակից (m) և դրանցում ազդանշանի տարածման հապաղման միջին ժամանակից Այդ պատճառով տրիգերի ելքում ազդանշանն ընդունում է իր արժեքը t_փ ժամանակից հետո: Հետևաբար մուտքային ազդանշանի տրվելուց հետո t_փ ժամանակում ելքային ազդանշանը չի համապատասխանում իրական արժեքին: Մեծ թվով տարրերի դեպքում դա հանգեցնում է տեղեկատվության մշակման արդյունքների սխալների առաջացման: Ուստի արդյունքները պետք է ընթերցվեն այն պահին, երբ այդ սխալների առաջացումը բացառված է: Այդ նպատակով տրիգերի տակտային մուտքին (C) տրվում են որոշակի պարբերությամբ տակտային իմպուլսներ, որոնց միջոցով տրիգերը փոխանջատվում է որոշակի պահերի: Այսպիսի տրիգերները կոչվում են համաժամանակեցված (սինքրոն) տրիգերներ: Դրանցում թողարկող ազդանշանը փոխանջատում է տրիգերի միայն տակտային իմպուլսի առկայության դեպքում: Համաժամանակեցված RS տրիգերի սխեման բերված է նկ.7.4,ա-ում (առանց կետագծերով պատկերված մասերի): Համաժամանակեցված ռեժիմ ապահովելու նպատակով շրջված մուտքով RS տրիգերի ինֆորմացիոն մուտքերում միացված  են DD1 և DD2 տարրերը: C-ն տակտային մուտքն է:

C=0 դեպքում, անկախ ինֆորմացիոն մուտքերի S և R լարումների արժեքներից, հետևաբար տրիգերի վիճակը չի փոխվում` Qn+1= Qn: C=1 դեպքում, երբ  S=R=0 պահպանվում է վիճակը: C=1, S=1, R=0 դեպքում  Տրիգերն անցնում է Qn+1=1 վիճակի, եթե գտնվում էր Qn=0 վիճակում և պահպանում է իր վիճակը, եթե գտնվում էր Qn=1 վիճակում: C=1, S=0, R=1 դեպքում  տրիգերն անցնում է Qn+1=0 վիճակի, եթե գտնվում էր Qn=1 վիճակում և պահպանում է իր վիճակը, եթե գտնվում էր Qn=0 վիճակում:

Համաժամանակեցված RS տրիգերում նույնպես առկա են մուտքային ազդանշանների արգելված արժեքները (նկ.7.3,բ): Իրոք S=1, R=1, C=1 ազդանշանների  դեպքում DD1, DD2 տարրերի ելքերում կունենանք ինչը շրջված մուտքով տրիգերի համար արգելված է:

Համաժամանակեցված RS տրիգերը կարող է օգտագործվել նաև չհամաժամանակեցված տրիգերի ռեժիմում, եթե սխեմայում միացված են երեք ինֆորմացիոն մուտքերով տարրեր (երրորդ մուտքերը պատկերված են կետագծերով): C=0 դեպքում  սխեման աշխատում է չհամաժամանակեցված շրջված մուտքերով տրիգերի ռեժիմում, իսկ C=1 դեպքում` չհամաժամանակեցված RS տրիգերի ռեժիմում

Որոշ սխեմաներում առկա է նաև V ելուստը: V=1 դեպքում տրիգերի աշխատանքը թույլատրված է, իսկ  V=0 դեպքում` տրիգերը պահպանում է արդեն գրանցված ինֆորմացիան:

RS տրիգերների մուտքային ազդանշանների արգելված արժեքները բացակայում են համաժամանակեցված JK տրիգերում:

JK տրիգերը բաղկացած է հաջորդաբար միացված  T1, T2 համաժամանակեցված տրիգերներից (նկ.7.5): Նման կառուցվածքով տրիգերները կոչվում են երկաստիճան տրիգերներ: T2 տրիգերի համաժամանակեցման ազդանշանը ձևավորվում է C -ի շրջումով DD1-ի միջոցով: T1-ի մեկական մուտքեր միացված են  T2 -ի ելքերին: Տրիգերում իրականացված է հետադարձ կապ: T1-ը կոչվում է կառավարող, T2 -ը`կառավարվող: C=1 դեպքում T1-ում գրանցվում է մուտքային ինֆորմացիան, իսկ T2 -ը պահպանում է նախորդ տակտում գրանցված ինֆորմացիան, քանի որ այդ ընթացքում =0, և T2-ը փակ է ինֆորմացիայի ընդունման համար: Երբ C=1 վիճակից անցնում է C=0 վիճակի, -ն ընդունում է =1 արժեք, և T1-ի ինֆորմացիան գրանցվում է T2-ում: T2-ում ինֆորմացիայի գրանցման ընթացքում T1-ում ինֆորմացիան մնում է անփոփոխ C=0 ազդանշանով:

J=0, K=0 արժեքների դեպքում, անկախ C-ի արժեքից և տրիգերի վիճակից (Qn=0 կամ Qn=1), այն չի փոխվում, քանի որ ունենք T1-ի վիճակը մնում է անփոփոխ, հետևաբար չի փոխվի նաև T2 -ի վիճակը: Ունենք Qn+1= Qn, քանի որ այդ ընթացքում =0 և T2-ը փակ է ինֆորմացիայի ընդունման համար: Երբ C=1 վիճակից անցնում է C=0 վիճակի, -ն ընդունում է =1 արժեք, և T1-ի ինֆորմացիան գրանցվում է T2-ում: T2-ում ինֆորմացիայի գրանցման ընթացքում T1-ում ինֆորմացիան մնում է անփոփոխ C=0 ազդանշանով:

C=1, J=1, K=0 և տրիգերիելքերում Qn=0,  դեպքում  T1-ը անցնում  է  վիճակի,  սակայն T2-ի վիճակը չի փոխվում  (=0): C տակտային  իմպուլսի  t_ի տևողությունից հետո, այն ընդունում է C=0 արժեքը: Այժմ=1 և T1-ի ելքային : Ինֆորմացիան գրանցվում է T2 -ում: Ստացանք

T1-ի վիճակը մնում է անփոփոխ, հետևաբար չի փոխվի նաև T2-ի վիճակը և ելքում կպահպանվի Qn+1= Qn =1:

C=1, J=0, K=1 և տրիգերի ելքերում Qn=0, դեպքում, : T1-ի վիճակը մնում է անփոփոխ, հետևաբար չի փոխվի նաև T2 -ի վիճակը, և ելքում կպահպանվի Qn+1= Qn = 0:

C=1, J=0, K=1 և տրիգերի ելքերում Qn=1, դեպքում , : T1-ն անցնում է , Q1 = 0, սակայն T2 -ի վիճակը չի փոխվում (): C տակտային իմպուլսի t_ի տևողությունից հետո, այն ընդունում է C=0 արժեքը: Այժմ  և T1-ի ելքային Q1 = 0, ինֆորմացիան գրանցվում է T2 -ում:

Տրիգերի ելքում հաստատվում է Qn+1= :

C=1, J=1, K=1 դեպքում անկախ Qn-ի և -ի վիճակներից հետադարձ կապերի շնորհիվ ,մուտքերից մեկում 1 է, մյուսում 0: Արդյունքում T1-ի և T2-ի վիճակները կփոփոխվեն, կփոփոխվի նաև  JK տրիգերի վիճակը: Իրոք Qn=0,  դեպքում ,, և ելքում հաստատվում է Qn+1=, իսկ Qn=1,դեպքում`,, և ելքում հաստատվում է Qn+1=:

Այսպիսով JK տրիգերի աշխատանքի վերլուծությունից կարող ենք կազմել իսկությունների աղյուսակը, որը բերված է նկ.7.5,բ-ում:

JK տրիգերը ունիվերսալ տրիգեր է: Այն աշխատում է RS տրիգերի ռեժիմում, եթե J-ն օգտագործվում է որպես S և K-ն՝ R (նկ.7.5,դ): Միմյանց միացնելով J և K մուտքերը` JK տրիգերը կաշխատի T տրիգերի ռեժիմում (նկ.6.5,ե): D տրիգերի ռեժիմը ստացվում է J-ի և K-ի միջև շրջող տարրի միացումով (նկ.7.5,զ):

Համաժամանակեցված JK տրիգերը համապատասխան սխեմայով միացման դեպքում կարող է աշխատել չհամաժամանակեցված T (նկ.7.5,է) և D (նկ.7.5,ը) տրիգերների ռեժիմներում:

Տրամաբանական տարրերով տրիգերները ներկայումս արտադրվում են ինտեգրալ սխեմայի տեսքով: Ըստ ֆունկցիոնալ նշանակության` ТР-ով նշաանակվում են RS տրիգերները, ТВ-ով` JK տրիգերները, TM-ով` D տրիգերները, Т-ով` Т տրիգերները:

>>

7.3. Անհամաչափ (Շմիտտի) տրիգերներ

Շմիտտի տրիգերը ոչ սիմետրիկ տրիգեր է, որը, ի տարբերություն սիմետրիկ տրիգերների, կարող է ունենալ փոխանջատման շեմային լարման ցանկացած արժեքներ (սիմետրիկ տրիգերում փոխանջատում տեղի ունի մուտքային լարումների U⁰ կամ U¹ մակարդակներից): Շմիտտի տրիգերի ամպլիտուդային բնութագիծը բերված է նկ. 7.6, ա-ում: Մուտքային լարման աճի դեպքում, երբ այն հավասարվում է թողարկման Uթ արժեքին, տրիգերը U⁰ կայուն վիճակից անցնում է U¹ կայուն վիճակին,  իսկ նվազման դեպքում, երբ U_մ =Uբ, այն անցնում է U¹-ից U⁰-ի: Uթ - Uբ տարբերությամբ գնահատվում է տրիգերի հիստերեզիսի մեծությունը:

>>

7.3.1. Տրամաբանական տարրերով անհամաչափ տրիգերներ

Տրամաբանական տարրերով Շմիտտի տրիգերի սխեման ունի նկ. 7.6,բ-ում բերված տեսքը: Այն բաղկացած է հաջորդաբար միացված երկու ՈՉ տարրերից (DD1, DD2): R1, R2 դիմադրություններով մտցված է դրական հետադարձ կապ, որն ապահովում է տրիգերի թռիչքաձև անցումը մեկ վիճակից՝ մյուսին: Մուտքային լարման բացակայության դեպքում U_ե = U⁰, և տրիգերը գտնվում է կայուն վիճակում: U_մ-ի աճը բերում է U_մ1-ի փոփոխության` համաձայն հետևյալ արտահայտության (տարրի մուտքային հոսանքն անտեսված է)՝

U_մ-ի աճը բերում է U_մ1-ի մեծացմանը, սակայն ելքային լարումը մնում է անփոփոխ, քանի դեռ U_մ1-ը չի հավասարվել տրամաբանական տարրի շեմային Uշ լարմանը: Երբ U_մ1=Uշ, սխեման անցնում է U_ե=U¹ մյուս կայուն վիճակին: Ընդունելով, որ մեկ վիճակից մյուսին  անցման  պահին U_մ1=Uշ, U_ե =U⁰, U_մ=Uթ թողարկման լարման համար կստանանք հետևյալ արտահայտությունը՝

U_մ > Uթ լարումների դեպքում տարրերի վիճակները չեն փոխվում, հետևաբար չի փոխվի նաև տրիգերի U_ե=U¹ վիճակը: U_մ-ի փոքրացման դեպքում տրիգերի վիճակը մնում է անփոփոխ մինչև U_մ=Uբ արժեքը: U_մ =Uբ արժեքի դեպքում տրիգերի վիճակը փոխվում է, և U_ե=U⁰:  Տրիգերի բացթողման Uբ  լարումը որոշվում է՝ տեղադրելով U_մ1-ի մեջ U_մ1=Uշ, U_ե=U¹,  U_մ=Uբ, և ունի հետևյալ տեսքը՝

Հիստերեզեսի մեծությունը կլինի՝ Uթ - Uբ = (U¹-U⁰)R1/R2, որտեղից երևում է, որ այն համեմատական է տրամաբանական տարրերի U¹ և U⁰ մակարդակների տարբերությանը:

Դիտարկված տրիգերը կոչվում է չշրջումով տրիգեր, քանի որ թողարկումը կատարվում է մուտքային լարման մեծացումից, իսկ ելքային լարումը փոքրանում է: Շրջումով Շմիտտի տրիգերը կառուցվում է չշրջումով տրիգերի ելքում միացնելով DD3 տարրը (նկ. 7.7): 

>>

7.3.2. ԻԳՈւ-ներով անհամաչափ տրիգերներ

Ոչ սիմետրիկ տրիգերներ կարող են նախագծվել նաև ԻԳՈՒ-ների կիրառումով: Այդ տրիգերներում ԻԳՈՒ-ն աշխատում է կոմպարատորի ռեժիմում,  որտեղ չշրջող  մուտքին  տրվում  է  մուտքային լարման հետ համեմատվող հաստատուն լարումը՝ դրական հետադարձ կապի միջոցով: Ոչ սիմետրիկ տրիգերի սխեման և ամպլիտուդային բնութագիծը բերված են նկ.7.8,ա,բ-ում: Դրական հետադարձ կապն իրականացված է R1, R2 ռեզիստորներով կազմված լարման բաժանիչով: Չշրջող մուտքում լարման արժեքը, որի հետ համեմատվում է մուտքային լարումը, որոշվում է ելքային լարմամբ, և կարող է ընդունել U_մ2  =R1/(R1+R2)= U₂ արժեքը, երբ=U_ե կամ      U_մ2 =R1/(R1+R2) = U₁, երբ U_ե =: Մուտքային լարման բացակայության դեպում (U_մ=0) ելքում ունենք U_ե =  լարումը, որը չշրջող մուտքում առաջացնում է լարում: ԻԳՈՒ-ն աշխատում է նույնաբևեռ լարումների կոմպարատորի ռեժիմում և, երբ U_մ==U₂, անցնում է U_ե = վիճակին: Լարման հետագա աճը չի փոխում տրիգերի վիճակը: Մուտքային լարման փոքրացման դեպքում, երբ U_մ==U₁, սխեման անցնում է U_ե= վիճակին: Տրիգերի վիճակի փոփոխությունից հետո մուտքային և ելքային լարումներն ունեն հակառակ բևեռականություն, այդ պատճառով տրիգերը կոչվում է շրջող:

Նկ. 7.8,բ-ում բերված է չշրջող տրիգերի սխեման: Այստեղ տրիգերի վիճակը փոխվում է, երբ չշրջող մուտքում լարումը հավասարվում է զրոյի (U=0): Օգտվելով Կիրխհոֆի առաջին օրենքից մուտքային շղթայի համար և անտեսելով ԻԳՈՒ-ի մուտքային հոսանքով տրիգերի մի վիճակից մյուսին անցումը` մուտքային լարումների համար կստանանք հետևյալ արտահայտությունները՝     

Տարբեր բացարձակ արժեքներով շեմային լարումներով տրիգերի սխեման, որը կոչվում է գումարող տրիգեր, բերված է նկ.7.9,ա-ում:

Ի տարբերություն նախորդի այս սխեմայում ԻԳՈՒ-ի մուտքին R3-ի միջոցով կիրառվում է U_հ հենակային հաստատուն լարումը: Վերը նշված եղանակով այս սխեմայի համար կստանանք՝  Ընտրելով U_հ և R3 մեծությունները՝ կարող ենք ապահովել U₁ և U₂ լարումների տարբեր արժեքներ՝ պահպանելով հիստերեզիսի

Հիստերեզիսի մեծության կարգավորումով տրիգերի սխեման բաղկացած է գումարող  տրիգերից և մուտքում միացված DA1, DA2 ԻԳՈՒ-ներից (նկ.7.9,բ) : ԻԳՈՒ-ներն աշխատում են կոմպարատորի ռեժիմում և համեմատում են մուտքային լարումը U₁,U₂ լարումների հետ: Կոմպարատորների ելքային լարումները (U₃, U₄) տրվում են գումարող տրիգերի մուտքերին: Տրիգերի ելքային լարումը կունենա նկ.7.9,գ-ում բերված տեսքը: Փոփոխելով U₁ և U₂ լարումները` ապահովվում է հիստերեզիսի պահանջվող մեծությունը:

ԻԳՈՒ-ներով տրիգերների աշխատանքը դիտարկելիս ընդունվեց, որ կոմպարատորների անցումը մի վիճակից մյուսին կատարվում է ակնթարթորեն: Իրականում ուժեղարարի իներցիականության պատճառով անցումը կատարվում է որոշակի ժամանակահատվածում: Մի վիճակից մյուսին անցման արագությունը գնահատվում է հետևյալ արտահայտությամբ՝

որտեղ  fսբ-ն՝ ԻԳՈՒ-ի սահմանային բարձր հաճախությունն է: Ակնհայտ է, որ մի վիճակից մյուսին անցման  փոքր ժամանակ (ճակատի տևողություն) ապահովելու համար պետք է սխեմայում օգտագործել մեծ սահմանային բարձր հաճախությամբ ԻԳՈՒ-ներ:      

>>

7.3.3. Շմիտտի  ճշգրիտ տրիգեր

Դիտարկված Շմիտտի ԻԳՈՒ-ով տրիգերներում շեմային լարումները կախված են ԻԳՈՒ - ի ելքային լարման U_ե⁺ և U_ե^- առվելագույն արժեքներից, որոնց անհրաժեշտ ճշգրտությամբ ապահովումը բարդեցնում է տրիգերի սխեման: Այդ թերությոնը վերացվում է ԻԳՈւ - ները փոխարինելով կոմպարատորներով, և դրանց ելքերում RS տրիգերի միացումով : Նկ.7.10,ա – ում բերված է Շմիտտի ճշգրիտ տրիգերի սխեման, իսկ բ-ում` աշխատանքը բացահայտող լարումների գրաֆիկները: Սխեմայում DA1,DA2 – ը կոմպարատորներ են, իսկ   DD1,DD2 – ը` ԵՎ-ՈՉ տարրեր: Վերջիններս միացված են RS տրիգերի սխեմայով (T):       

U_մ > U₂ լարումից կոմպարատորները թողարկում են տրիգերը և անջատում են այն U_մ < U₁ լարումից:

Շմիտտի ճշգրիտ տրիգերը հեշտությամբ կառուցվում է NE521 մակնիշի  ինտեգրալ երկկոմպարատորի կիրառումով, քանի որ այն բացի կոմպարատորներից բաղկացած է նաև ԵՎ-ՈՉ տարրերից: 

>>

Ստուգողական հարցեր

1. Ո՞րն է տրիգերի գործառույթը:

2. Ի՞նչպես են դասակարգվում տրիգերները:

3. Ի՞նչպես է նկարագրվում տրիգերի աշխատանքը:

4. Համաչափ տրիգերների ի՞նչ տեսակներ գիտեք:

5. Բացատրել ԵՎ -ՈՉ և ԿԱՄ-ՈՉ տարրերով կազմված տրամաբանական RS տրիգերի աշխատանքը:

6. Ո՞րն է ԿԱՄ-ՈՉ տրամաբանական տարրերով կազմված RS տրիգերի տարբերությունը ԵՎ – ՈՉ տրամաբանական տարրերով կազմված տարրերից:

7. Ո՞րն է RS տրիգերի տարբերությունը T տրիգերից:

8. Ո՞րն է D տրիգերի գործառույթը:

9. Ի՞նչ առավելություններ ունի JK տրիգերը RS տրիգերի համեմատ:

10. Բացատրել JK տրիգերի աշխատանքը:

11. Ի՞նչ նպատակի է ծառայում համաժամանակեցումը (սինխրոնիզացումը) տրիգերներում:

12. Ո՞ր տրիգերներն են կոչվում համաչափ (սիմետրիկ):

13. Ո՞ր տրիգերներն են կոչվում անհամաչափ (ոչ սիմետրիկ):

14. Գծել JK տրիգերի միացման սխեման RS տրիգերի ռեժիմում, բացատրել աշխատանքի սկզբունքը:

15. Գծել JK տրիգերի միացման սխեման  T տրիգերի ռեժիմում, բացատրել աշխատանքի սկզբունքը:

16. Գծել JK տրիգերի միացման սխեման  D  տրիգերի ռեժիմում, բացատրել աշխատանքի սկզբունքը:

17. Գծել տրամաբանական տարրերով Շմիտտի տրիգերի սխեման,  բացատրել աշխատանքի սկզբունքը:

18. Գծել ԻԳՈՒ-ով Շմիտտի տրիգերների սխեմաները, բացատրել դրանց աշխատանքի սկզբունքը:

19. Գծել ԻԳՈՒ-ով գումարող Շմիտտի տրիգերների սխեմաները, բացատրել դրանց աշխատանքի սկզբունքը:

20.Ո՞ր դեպքերում պետք է օգտագործել ԻԳՈՒ-ներով, և ո՞ր  դեպքերում տրամաբանական տարրերով տրիգերներ:

21. Թվարկել JK տրիգերների կիրառությունները:

22. Ի՞նչ չափանիշներով է ընտրվում ԻԳՈՒ- ն տրիգերների նախագծման ժամանակ:

23. Գծել համաժամանակեցված JK տրիգերի սխեման, բացատրել աշխատանքի սկզբունքը:

24. Գծել ԻԳՈՒ-ով գումարող Շմիտտի տրիգերների սխեմաները, բացատրել դրանց աշխատանքի սկզբունքը:

25. Ի՞նչ նպատակներով են կիրառվում տրիգերները թվային սարքերում:

>>

ԳԼՈՒԽ 8. ԳԵՆԵՐԱՏՈՐՆԵՐ

8.1. Ընդհանուր դրույթներ

Գեներատորները հաստատուն լարման աղբյուրի էներգիան կերպափոխում են ամենատարբեր տեսքի տատանողական էներգիայի:

Էլեկտրոնային շղթաներում մեծ կիրառություն են գտնում հարմոնիկ և իմպուլսային էլեկտրական տատանումների գեներատորները:

Էլեկտրական տատանումներ ձևավորվում են պասիվ ռեզոնանսային շղթաների օգնությամբ: Սակայն դրանք մարող տատանումներ են: Չմարող տատանումներ ստանալու համար գեներատորը պետք է պարունակի ակտիվ տարրեր: Էլեկտրոնային գեներատորներում, որպես ակտիվ տարրեր, կիրառվում են ուժեղարարները, հիմնականում` ինտեգրալ գործառական ուժեղարարներ (ԻԳՈՒ): Ուժեղարարում գեներացիայի առաջացման համար անհրաժեշտ է որոշակի պայմանների ապահովում: Դիտարկենք այն պայմանները, որոնց դեպքում ուժեղարարն աշխատում է գեներատորի ռեժիմում: Գեներատորի կառուցվածքային սխեման բերված է նկ.8.1-ում: Այն բաղկացած է Ku ուժեղացման գործակցով ուժեղարարից և   փոխանցման գործակցով հետադարձ կապի շղթայից: Գեներատորներում օգտագործվում է դրական հետադարձ կապ:

Դրական հետադարձ կապով ուժեղարարի ուժեղացման գործակիցը որոշվում է հետևյալ արտահայտությամբ [1]`

(8.1)-ից հետևում է,  որ արժեքի դեպքում  գործակիցը ձգտում է անսահմանության: Այդպիսի մեծ ուժեղացման գործակցի դեպքում ուժեղարարում գոյություն ունեցող աղմուկները և սնման լարման միացման ժամանակ անցողիկ գործընթացների հետևանքով առաջացած տատանումներն ուժեղանալով` ելքում ստեղծում են չմարող տատանումներ:

Ասվածից հետևում է, որ գեներացիայի համար անհրաժեշտ պայմանները երկուսն են: Առաջին պայմանը դրական հետադարձ կապի առկայությունն է, որից բխում է, որ գումարային փուլային շեղումը սխեմայում պետք է հավասար լինի 2πn, որտեղ n = 0,1,2,3,..:

Այս պայմանը կոչվում է փուլերի հավասարակշռության պայման, որն արտահայտվում է հետևյալ հավասարումով՝

որտեղ -ն առանց հետադարձ կապի ուժեղարարում, իսկ - ն՝ հետադարձ կապի շղթայում փուլային շեղումներն են:

Գեներացիայի երկրորդ պայմանը, որը կոչվում է ամպլիտուդների հավասարակշռության պայման, որոշվում է հետևյալ արտահայտությամբ`

Փուլերի հավասարակշռության պայմանը կարող է ապահովվել երկու դեպքում: Եթե ուժեղարարում փուլային շեղումը բացակայում է ,  հետադարձ կապի շղթայի փուլային շեղումը նույնպես պետք է բացակայի , և եթե ուժեղարարում փուլային շեղումը 180⁰ է , հետադարձ կապի շղթայի փուլային շեղումը պետք է լինի 180⁰ : Առաջին դեպքում ուժեարարը կոչվում է հետադարձ կապի շղթայում զրոյական փուլային շեղումով գեներատոր, երկրորդ դեպքում` հետադարձ կապի շղթայում 180⁰ փուլային շեղումով գեներատոր:

Եթե գեներացիայի պայմաններն ապահովվում են բոլոր հաճախությունների համար, գեներատորի ելքում ձևավորվում են իմպուլսային տատանումներ: Իսկ եթե այդ պայմանները բավարարվում են միայն մեկ հաճախության համար՝  հարմոնիկ տատանումներ:

>>

8.2. Հարմոնիկ տատանումների գեներատորներ

Հարմոնիկ (սինուսոիդային) տատանումների գեներատորներում ուժեղարարի դրական հետադարձ կապի հաճախական կախվածությամբ շղթաներում օգտագործվում են RC կամ LC սխեմաներ: Համապատասխանաբար գեներատորներն էլ կոչվում են RC կամ LC գեներատորներ: Ցածր հաճախությունների տիրույթում կիրառվում են RC գեներատորներ« իսկ բարձր հաճախությունների տիրույթում՝  LC գեներատորներ:

 Գեներատորների ելքային տատանումների հաճախությունը կախված է L և C տարրերի արժեքներից: Ցածր հաճախությունների դեպքում պահանջվում են ինդուկտիվության և ունակության մեծ արժեքներ, ինչը հանգեցնում է սխեմայի չափսերի« քաշի և ինքնարժեքի մեծացման: Դրանով է պայմանավորված ցածր հաճախությունների տիրույթում RC շղթաների կիրառումը:

>>

8.2.1. RC գեներատորներ

Հարմոնիկ տատանումների RC գեներատորներում ուժեղարարի դրական հետադարձ կապի շղթայում միացվում են դիմադրություններից և ունակություններից բաղկացած տարբեր սխեմաներ: Հետադարձ կապի շղթայում 180⁰ փուլային շեղումով գեներատորներում կիրառվում են նկ.8.2-ում բերված սխեմաները: Յուրաքանչյուր RC օղակ  ապահովում է 90⁰-ից  փոքր  փուլային  շեղում,  հետևաբար 180⁰ շեղում ստանալու համար պետք է հաջորդաբար միացվեն առնվազն երեք օղակ: Նկ.8.2,ա - ում  բերված  շղթան  ապահովում  է +180⁰ փուլային շեղում և

փոխանցման գործակից հաճախության դեպքում: Նկ.8.2,բ-ում պատկերված շղթան նույն փոխանցման գործակիցը և հաճախությունն ապահովում է -180⁰ փուլային շեղման դեպքում: Այդ շղթաների կիրառման դեպքում hարմոնիկ տատանումների գեներատորի սխեմայում գեներացիայի երկրորդ պայմանն ապահովվում է ուժեղարարի Ku=29 ուժեղացման գործակցի դեպքում:

Դիտարկված RC շղթաներով գեներատորներում հետադարձ կապի շղթան առաջացնում է ±180⁰ փուլային շեղում: Դրանց կիրառման դեպքում հետադարձ կապի շղթայում միացված տարրերի թիվը հավասար է վեցի, իսկ ուժեղարարը պետք է ապահովի համամատաբար մեծ ուժեղացման գործակից:

Մեծ կիրառություն են գտել հետադարձ կապի շղթայում զրոյական փուլային շեղումով գեներատորները: Այս գեներատորներում հետադարձ կապի շղթայում միացնում են նկ.8.3,ա կամ  նկ.8.4,ա սխեմաներում  բերված RC կամրջակները, որոնք բաղկացած են ավելի փոքր թվով տարրերից (4) և գեներացիայի համար պահանջում են փոքր ուժեղացման գործակից:

Նկ.8.3,ա-ում բերված է Վինի կամրջակի սխեման: Այն բաղկացած է երկու RC օղակներից: Առաջին օղակը կազմված է հաջորդաբար միացված R2 և C2 տարրերից: Օղակի դիմադրությունը`

Երկրորդ օղակը բաղկացած է զուգահեռ միացված R1,C1 տարրերից, և դիմադրությունը կլինի`

Կամրջակի փոխանցման գործակիցը որոշվում է հետևյալ հավասարումով`

R1 = R2 և C1 = C2 դեպքում պարզ ձևափոխություններից հետո կստանանք`

Վերջին արտահայտությունից բխում է, որ (1/ωRC-ωRC)= 0 պայմանի դեպքում γ_u1 = 1/3: Դա նշանակում է, որ ω₁ = 1/RC հաճախության դեպքում շղթայի մուտքային և ելքային լարումների միջև փուլային շեղումը բացակայում է:

Վինի կամրջակը գեներատորի սխեմայում կիրառելու դեպքում ամպլիտուդների հավասարակշռության պայմանը ապահովվում է Ku1=3 ուժեղացման գործակցի ընտրումով, իսկ փուլերի հավասարակշռության պայմանը` կամրջակի ելքային լարումը ԻԳՈՒ-ի չշրջող մուտքին կիրառումով:

Ku1 = 3 ուժեղացման գործակիցն ապահովվում է ԻԳՈՒ-ի` բացասական հետադարձ կապի շղթայում R3, R4 դիմադրությունների միացումով (նկ.8.3,բ): Սխեմայում ԻԳՈՒ-ն աշխատում է չշրջող մասշտաբային ուժեղարարի ռեժիմում, որի ուժեղացման գործակիցը որոշվում է Ku1=1+R4/R3 հավասարումով: Ընտրելով R4=2R3` ապահովում են Ku1=3 անհրաժեշտ մեծությունը: 

Գեներատորի պարամետրերի կայունացման նպատակով անհրաժեշտ է էլ ավելի խորացնել բացասական հետադարձ կապը ԻԳՈՒ-ում, այսինքն` գեներացիայի 2-րդ պայմանն ապահովել ավելի փոքր ուժեղացման Ku գործակցով:

Այդ խնդիրը լուծվում է Նկ.8.4, ա-ում պատկերված RC կամրջակի միջոցով: Կամրջակի փոխանցման գործակիցը հավասար է`

Պարզ ձևափոխություններից հետո կստանանք`

 (ωR2C2 - 1/ωR1C1) = 0 պայմանի դեպքում շղթայի մուտքային և ելքային լարումների միջև փուլային շեղումը բացակայում է: հաճախության դեպքում, այն ապահովում է  փոխանցման գործակից: Ընտրելով C1=C2, R2 = 0.1R1, ստանում ենք

Այդ դեպքում գեներացիայի պայմանը բավարարվում է Ku2 =1,2 արժեքի դեպքում: Նկ.8.4, բ-ում բերված է հետադարձ կապի  շղթայում երկրորդ կամրջակի միացումով գեներատորի սխեման: Այստեղ Ku2 =1,2  արժեքն ապահովվում է R4 / R3 = 0,2 ընտրումով (Ku2 =1 + R4 / R3):

Համեմատելով Ku1-ի և Ku2-ի արժեքները՝ տեսնում ենք, որ նկ.8.4,բ-ում պատկերված սխեմայում գեներացիայի երկրորդ պայմանն ապահովվում է ավելի փոքր ուժեղացման գործակցով

Դա նշանակում է, որ նկ.8.4,բ սխեմայի դեպքում ուժեղարարում բացասական հետադարձ կապն ավելի խորը  կարող է լինել, քան նկ.8.3,բ-ում, հետևաբար գեներատորի ելքային լարման հաճախությունը և ամպլիտուդը արտաքին գործոնների փոփոխումից կլինեն ավելի կայուն:

Այսպիսով, կատարված ուսումնասիրությունից կարող ենք եզրակացնել, որ նկ.8.4,բ-ում պատկերված սխեման ապահովում է ելքային հարմոնիկ տատանումների առավելագույն կայուն պարամետրեր:

Դիտարկված գեներատորների բոլոր սխեմաներում ելքային տատանումների ամպլիտուդը որոշվում է ընտրված ԻԳՈՒ-ի ելքային լարման առավելագույն արժեքով (U_եm): Սակայն միշտ չէ, որ այդ արժեքը բավարարում է խնդրի պահանջներին:

Գեներատորի ելքային լարման ամպլիտուդային արժեքի ընտրման և կայունացման նպատակով սխեմայում միացվում է VD1...VD4 դիոդներից  կազմված կամրջակ, որը ԻԳՈՒ-ի հետ աշխատում է միաժամանակ ճշգրիտ սահմանափակիչի և գեներատորի ռեժիմում (նկ.8.5):  Ելքային լարման ամպլիտուդի հաշվարկային արժեքի դեպքում բոլոր դիոդները բաց են, և ա կետը միացվում է գ կետին դիոդների փոքր դիմադրությունների միջոցով: Դիոդային կամրջակը սխեմայի աշխատանքի վրա չի ազդում, և սխեման աշխատում է գեներատորի ռեժիմում: Երբ արտաքին գործոնների պատճառով ա կետի լարումը գերազանցում է հաշվարկային բ կետի լարման արժեքը, VD1, VD4 դիոդները փակվում են, և ա - ն գ-ից անջատվում է փակ դիոդների մեծ դիմադրություններով: Դրական հետադարձ կապի շղթան խզվում է, որի պատճառով ա կետի լարումը նվազում է: Երբ վերջինս նվազելով հավասարվում է հաշվարկային արժեքին, VD1, VD4 դիոդները բացվում են, և ա-ն միանում է գ-ին:

Վերականգնվում  է հետադարձ կապը և գեներացիան շարունակվում է: Ելքային լարման բացասական կիսապարբերությունների ընթացքում, երբ ա կետի լարումը փոքրանում է դ կետի հաշվարկային լարման արժեքից,  VD2, VD3 դիոդները փակվում են: ա-ն գ-ից անջատվում է: Հետադարձ կապը խզվում է: ա կետի լարումն աճում է և երբ հավասարվում է հաշվարկային մեծությանը, VD2, VD3 դիոդները բացվում են: ա-ն միանում է գ-ին: Վերականգնվում  է հետադարձ կապը,  և գեներացիայի ռեժիմը շարունակվում է:

Գեներատորի ելքային լարման ամպլիտուդային արժեքը  որոշում են՝ օգտվելով կամրջակային երկկողմանի սահմանափակիչի ելքային լարման հավասարումներից՝ հաշվի առնելով, որ հարմոնիկ լարման դրական և բացասական բաղադրիչները պետք է ունենան բացարձակ արժեքով իրար հավասար մեծություններ: Դա նշանակում է, որ   

Այսպիսով գեներատորի ելքային լարման տատանման ամպլիտուդային արժեքի համար ստանում ենք հետևյալ արտահայտությունը՝

Հաշվարկների ժամանակ տրվում են ելքային լարման U_եm,  հաճախության ω₂ արժեքները, և բեռի Rբ դիմադրությունը: ԻԳՈՒ-ի ընտրումից E₀-ն և Rբmin մեծությունները հայտնի են: ω₂-ի հավասարումից օգտվելով C1-ն ընտրում են, R1-ը`հաշվում: R2-ը որոշվում է R2=0.1R1 պայմանից: Սխեմայում բեռի համարժեք դիմադրությունը պետք է բավարարի Rբհ =(R3+R4)IIR2IIRբ >Rբmin պայմանին (ԻԳՈւ- ելքային հոսանքի չգերազանցման պայման): Այդ պայմանից որոշվում (R3+R4)-ը և օգտվելով նաև R4 / R3 = 0,2 պայմանից որոշվում են R4 և R3-ը:

>>

8.2.2. LC  գեներատորներ

Բարձր հաճախությունների տիրույթում գերադասելի են LC գեներատորների կիրառությունը: Այդ գեներատորները օժտված են ելքային լարման հաճախության համեմատաբար ավելի մեծ կայունությամբ և ունեն հարմոնիկների ավելի փոքր գործակից: LC շղթայի բարձրորակ հաճախական ընտրողականության շնորհիվ գեներատորի ելքային լարումը շատ մոտ է սինուսոիդայինին:

Կառուցվածքային սխեմայով LC գեներատորները չեն տարբերվում RC գեներատորներից: Այստեղ նույնպես գեներացիայի առաջացման համար անհրաժեշտ է ապահովել գեներացիայի փուլերի և ամպլիտուդների հավասարակշռության պայմանները: Դրական հետադարձ կապը կարող է իրականացվել երեք եղանակով՝ տրանսֆորմատորի,ունակային կամ ինդուկտիվ լարման բաժանիչների միջոցով: Առաջին դեպքում գեներատորը կոչվում է տրանսֆորմատորային հետադարձ կապով, երկրորդ դեպքում՝ ունակային եռակետ և երրորդ դեպքում` ինդուկտիվային եռակետ գեներատոր:

 Տրանսֆորմատորային հետադարձ կապով գեներատորի սխեման բերված՝ է նկ.8.6ա-ում: Այն ընդհանուր էմիտերով կասկադ է, որի տրանզիստորի կոլեկտորի շղթայում միացված է LC տատանողական կոնտուրը: Կոնտուրում, որպես ինդուկտիվություն, օգտագործվում է տրանսֆորմատորի առաջնային փաթույթի ինդուկտիվությունը: Տրանսֆորմատորի երկրորդային փաթույթով կասկադում իրականացվում է հետադարձ կապ: Որպեսզի այդ կապը լինի դրական և ապահովի փուլերի հավասարակշռության պայմանը, երկրորդային փաթույթի ծայրերը միացվում են այնպես, որ տրանսֆորմատորում ապահովվի -180⁰ փուլային շեղում« քանի որ ընդհանուր էմիտերով կասկադում փուլային շեղումը  -180⁰ է :Ամպլիտուդների հավասարակշռության պայմանն ապահովվում է տրանսֆորմատորի տրանսֆորմացիայի և կասկադի ուժեղացման գործակիցների ընտրումով: Ելքային լարման տատանման հաճախությունը մոտ է LC կոնտուրի սեփական տատանումների հաճախությանը և որոշվում է հետևյալ հավասարումով՝

Գեներատորի  ելքային  լարման  հաճախության  կայունությունը պայմանավորված է LC կոնտուրի և տրանզիստորի պարամետրերի կայունությամբ:

Գեներատորում դրական հետադարձ կապը կարող է իրականացվել նաև առանց տրանսֆորմատորի: Հետադարձ կապի լարումը վերցվում է կոնտուրի մի մասից լարման ունակային կամ ինդուկտիվ բաժանիչի միջոցով: Ունակային եռակետ գեներատորում (նկ.8.6,բ) տատանողական կոնտուրը բաղկացած է C1, C2 կոնդենսատորներից և L   ինդուկտիվությունից: 

Կոնտուրի   լարումը  C1, C2  լարման   բաժանիչի   միջոցով բաժանվում է երկու մասի և C1-ի լարումը կիրառվում է կասկադի մուտքին: C1-ի և C2-ի վրա լարումները հողանցված կետի նկատմամբ հակափուլ են, հետևաբար հետադարձ կապը դրական է: Ամպլիտուդների հավասարակշռության պայմանը ապահովվում է C1, C2 կոնդենսատորների ունակությունների հետևյալ առնչությունից՝

որտեղ R_մըբ-ը՝ տրանզիստորի մուտքային դիմադրությունն է ընդհանուր բազայով միացման դեպքում, Rբ-ն՝ արտաքին բեռի դիմադրությունն է: Տատանման հաճախությունը որոշվում է (8.7) հավասարումով` տեղադրելով C = C1գ C2 / (C1 + C2):

Որոշ հանակարգերում օգտագործվում են գեներատորներ, որտեղ պահանջվում է ելքային լարման հաճախությունը կառավարել մուտքային լարման միջոցով  (օրինակ հեռուստաընդունիչներում):

Հաճախության լարումով կառավարումով գեներատորի սխեման բերված է   նկ.8.7,ա-ում: Դա նույն նկ.8.6,բ-ում պատկերված  սխեման է, որտեղ C1 կոնդենսատորը փոխարինված է VD1 վարիկապով: R3-ը և C4-ը ապահովում են վարիկապի աշխատանքային ռեժիմը: R3-ով ընտրվում է վարիկապի վրա անհրաժեշտ լարման անկումը, իսկ C4-ը` ըստ ուղիղ հաստատուն հոսանքի բաժանում է վարիկապը գեներատորի սխեմայից: Մուտքային Uկ կառավարող լարման փոփոխումով փոփոխվում է վարիկապի ունակությունը, հետևաբար փոփոխվում է ելքային լարման հաճախությունը:

Վարիկապի ունակությունը փոքր է (պիկոֆարադներ), այդ պատճառով գեներատորն աշխատում է մեգահերցային տիրույթում և կիրառվում է հեռուստահամակարգերում:

Ինդուկտիվ եռակետ գեներատորում (նկ.8.7,բ) կոնտուրի ինդուկտիվությունը բաղկացած է երկու մասերից (L=L1+L2), և հետադարձ կապի լարումը վերցվում է L1-ից: Քանի որ L1-ի և L2-ի վրա լարումները ընդհանուր կետի նկատմամբ հակափուլ են, հետադարձ կապը դրական է: Տատանման հաճախությունը որոշվում է (8.7) հավասարումով` տեղադրելով L = L1 + L2:

Դիտարկված բոլոր սխեմաներում տատանումների հաճախությունը փոփոխվում է շրջապատի ջերմաստիճանի և սնման լարման (E_կ) փոփոխությունից: Այդ գործոնների ազդեցության նվազեցման նպատակով` օգտագործում են կայունացված լարման աղբյուրներ, սխեմայում մտցվում են տրանզիստորների հանգստի ռեժիմի և մյուս տարրերի ջերմակայունացման սխեմաներ:

ԻԳՈՒ-ների կիրառումով LC գեներատորները կառուցվում են նույն սկզբունքով (նկ.8.8): LC տատանողական կոնտուրը միացվում է ԻԳՈՒ-ի չշրջող մուտքում (R-ը ինդուկտիվության ակտիվ դիմադրությունն է): Դրական հետադարձ կապն իրականացվում է R2-ի և կոնտուրի միջոցով: R3, R4 դիմադրություններով բացասական հետադարձ կապն ապահովում է գեներացիայի համար անհրաժեշտ Ku ուժեղացման գործակիցը: Ելքային լարման անհրաժեշտ ամպլիտուդի ապահովման և կայունացման նպատակով միացված է դիոդային կամրջակը« որը ԻԳՈՒ-ի հետ աշխատում է սահմանափակիչի ռեժիմում:

Ամպլիտուդների հավասարակշռության պայմանն ապահովվում է ուժեղարարի ուժեղացման գործակցի հետևյալ արժեքով՝

Ելքային լարման տատանման հաճախությունը որոշվում է հետևյալ արտահայտությամբ՝  

 որտեղ  կոնտուրի լավորակությունն է: Վերջին հավասարումից երևում է, որ LC կոնտուրի մեծ լավորակության դեպքում (Q > 200) տատաման հաճախությունը որոշվում է կոնտուրի L և C պարամետրերի արժեքներով իսկ ուժեղարարի ուժեղացման գործակիցը շատ մոտ է մեկին       Փոքր Ku ապահովվում է խորը բացասական հետադարձ կապի դեպքում, ինչը բերում է տատանումների պարամետրերի կայունացման:

>>

8.2.3. Տատանումների հաճախության կվարցային կայունացումով գեներատորներ

Բարձր հաճախությունների տիրույթում հաճախության մեծ կայունություն ապահովում են կվարցային ռեզոնատորների կիրառումով գեներատորները:

 Կվարցային ռեզոնատորում օգտագործվում է կվարցի բյուրեղ, որն  օժտված է պյեզոէլեկտրական հատկությամբ: Կվարցի բյուրեղի մակերևույթին կիրառված էլեկտրական դաշտի փոփոխությունն առաջացնում է  բյուրեղի չափսերի փոփոխություն, և հակառակը` բյուրեղի չափսերի փոփոխությունը առաջացնում է փոփոխական էլեկտրական դաշտ: Կվարցի էլեկտրական էներգիան մեխանիկական էներգիայի և մեխանիկական էներգիան էլեկտրական էներգիայի  կերպափոխման  հատկությունը մեծ կիրառություն է գտել միկրոֆոններում, ձայնային գեներատորներում, մեխանիկական մեծությունների ձևափոխիչներում և այլ սարքերում:   

Բյուրեղի ռեզոնանսային հաճախությունը տարբերվում է իր   լավորակությամբ: Տատանումների հաճախության կայունությունը  մի քանի միլիոն անգամ գերազանցում է  LC և RC շղթաների հաճախությունների կայունությունը: Ջերմաստիճանի փոփոխությունից փոփոխվում են բյուրեղի չափսերը, ինչը բերում է հաճախության փոփոխության: Սակայն որոշակի կոնֆիգուրացիայի դեպքում այդ փոփոխություններն աննշան են:    

Սովորաբար կվարցի բյուրեղները պատրաստվում են ստանդարտ` 10 կՀց-ից 100ՄՀց  ռեզոնանսային հաճախություններով: Արտադրվում են նաև հատուկ նշանակության բյուրեղներ, օրինակ 4,194304 ՄՀց  թայմերներում օգտագործման նպատակով:

Կվարցային ռեզոնատորի նշանակումը սխեմաներում բերված է նկ.8.9,ա-ում, իսկ փոխարինման սխեման`  նկ.8.9,բ-ում: C₀-ով նշանակված է ռեզոնատորի ելուստների միջև ստատիկ ունակությունը, որի մեծությունը կախված է կվարցի թիթեղի չափսերից և դիէլեկտրիկ թափանցելիությունից, իսկ Lկ,  Cկ, Rկ տարրերը ռեզոնատորի պարամետրներն են հաջորդական ռեզոնանսի դեպքում:

Կվարցային ռեզոնատորն ունի երկու ռեզոնանսային հաճախություններ: Զուգահեռ ռեզոնանսի դեպքում   

որտեղ իսկ հաջորդական ռեզոնանսի դեպքում`

Ավելի կայուն է  հաճախությունների դեպքում ռեզոնատորի ռեակտիվ դիմադրությունը ունակային բնույթ ունի,  իսկ ՝ ինդուկտիվ բնույթ: Ռեզոնանսային հաճախությունների դեպքում այն ակտիվ դիմադրություն է:

Կվարցային գեներատորների սխեմաներում ռեզոնատորը միացվում է տարբեր եղանակներով: Այն կարող է միացվել ինչպես տատանողական կոնտուրում, այնպես էլ հետադարձ կապի շղթայում: Ինչպես երևում է ռեզոնատորի համարժեք սխեմայից, գեներատորում կարող է օգտագործվել հաջորդական կամ զուգահեռ ռեզոնանսը: Հնարավոր է նաև ռեզոնատորին հաջորդաբար կամ զուգահեռ ռեակտիվ դիմադրությունների միացումով կարգավորել ռեզոնատորի աշխատանքային հաճախությունը: Նկ.8.9,գ-ում պատկերված է ունակային եռակետ գեներատորի սխեման, որտեղ ZQ կվարցային ռեզոնատորը միացված է տրանզիստորի կոլեկտոր-բազա հետադարձ կապի շղթայում: L ինդուկտիվությունը C1-ի  հետ  կազմում  է  տատանողական կոնտուր (համարժեք սխեմայում Eկ-ն կարճ է փակվում): Կոնտուրի վրայի լարումը C2-ով և ռեզոնատորի ունակությամբ  կազմում է լարման  բաժանիչ: C2 - ի վրայի լարման անկումը տրվում է տրանզիստորի մուտքին C3 բաժանիչ կոնդենսատորի միջոցով: Ռեզոնատորն աշխատում է իր տատանման հիմնական հաճախությամբ, որի դեպքում պահպանվում են գեներացիայի պայմանները: Ավելի բարձր հարմոնիկների դեպքում գեներացիան բացակայում է ամպլիտուդների հավասարակշռության պայմանի բավարար չլինելու պատճառով:

Ռեզոնատորի ոչ հիմնական հարմոնիկներով տատանումներ ստանալու համար ռեզոնատորը միացվում է կոնտուրում (նկ.8.9,դ): Այսպիսի միացման շնորհիվ ռեզոնատորն աշխատում է հաջորդական ռեզոնանսի ռեժիմում և խզում է գեներացիան հիմնական և ցածր հարմոնիկների դեպքում: Բարձր հաճախության հարմոնիկների դեպքում գեներացիայի երկրորդ պայմանն ապահովվում է, և սխեմայի ելքում ձևավորվում են տատանումներ:

Դաշտային տրանզիստորով կվարցային Պիրսի գեներատորը բերված է նկ. 8.10ա,-ում: Սխեմայում ZQ կվարցային ռեզոնատորը  միացված է տրանզիստորի փական-ըմպիչ բացասական հետադարձ կապի շղթայում: Ռեզոնանսային հաճախության դեպքում ռեզոնատորը ստեղծում է 180⁰ փուլային շեղում: Հետադարձ կապը վերածվում է դրականի և ապահովում է գեներացիայի պայմանները: Նույն սկզբունքով աշխատում  է նկ. 8.10,բ–ում  պատկերված սխեման: Այս սխեմայում հուսալի գեներացիա ստանալու համար միացված է C2, C3 կոնդենսատորներով լարման բաժանիչ: Կոնդենսատորների ունակությունների կարգավորումով ապահովվում է հետադարձ կապի անհրաժեշտ մակարդակ:

ԻԳՈՒ-ի կիրառումով կվարցային գեներատորի սխեման բերված է նկ.8.11-ում: Ռեզոնատորը միացված է ԻԳՈՒ-ի դրական հետադարձ կապի շղթային: Ամպլիտուդների հավասարակշռության պայմանն ապահովվում է բացասական հետադարձ կապի միջոցով: Ելքային լարման ամպլիտուդի ապահովման նպատակով՝ միացվում է դիոդային կամրջակ, որը ԻԳՈՒ-ի հետ աշխատում է սահմանափակման ռեժիմով Կվարցային գեներատորների հաշվարկը կատարվում է LC գեներատորների հաշվարկի եղանակով՝ փոխարինելով ռեզոնատորն իր համարժեք սխեմայով:

>>

 8.3. Իմպուլսային ազդանշանների  գեներատորներ

Թվային և իմպուլսային սարքերում մեծ կիրառություն են գտնում ուղղանկյուն և սղոցաձև իմպուլսային ազդանշանները: Այդ տեսքի իմպուլսներ ստանալու համար օգտագործվում են իմպուլսային ազդանշանի գեներատորներ՝ կառուցված ԻԳՈՒ-ներով և տրամաբանական տարրերով:

Իմպուլսային ազդանշանի գեներատորներն աշխատում են ինքնատատանման, սպասման և համափուլացման (հաճախությունների բաժանման) ռեժիմներում: Ինքնատատանման ռեժիմում գեներատորի ելքում ձևավորվում են որոշակի տևողության և կրկնման հաճախության իմպուլսներ սնման լարման միացումից հետո: Սպասման ռեժիմում սնման լարումը միացնելիս գեներատորը իմպուլսներ չի ձևավորում, սպասում է` մինչև մուտքին կիրառվում է թողարկող իմպուլս: Թողարկող մեկ իմպուլս կիրառելիս ելքում ձևավորվում է անհրաժեշտ պարամետրերով մեկ իմպուլս: Համափուլացման ռեժիմում սնման լարումը միացնելիս գեներատորը ձևավորում է սեփական հաճախությամբ կրկնվող իմպուլսներ, իսկ երբ տրվում են համափուլացնող իմպուլսներ, այն սկսում է ձևավորել վերջինիս հաճախության կամ դրան բազմապատիկ  հաճախության իմպուլսներ:

>>

8.3.1. ԻԳՈւ-ներով ուղղանկյուն իմպուլսների գեներատորներ

Ինքնատատանման ռեժիմ:    Ինքնատատանման ռեժիմում աշխատող գեներատորի սխեման և դրա աշխատանքը պարզաբանող դիագրամները բերված են նկ. 8.12-ում: ԻԳՈՒ-ում օգտագործվում են երկու հետադարձ կապեր՝ դրական և բացասական: Դրական  հետադարձ կապի միջոցով,  որն  իրականացվում է R1, R2 ռեզիստորներով, ապահովվում է ԻԳՈՒ-ի աշխատանքը կոմպարատորի ռեժիմում և գեներացիայի համար անհրաժեշտ փուլերի հավասարակշռության պայմանը: R1, R2 լարման բաժանիչի միջոցով ելքային լարման մի մասը կիրառվում է ուժեղարարի չշրջող մուտքին: ԻԳՈՒ-ի սխեմայում անհամաչափության շնորհիվ ելքում լարումը հավասար չէ զրոյի, երբ մուտքում լարումը զրո է,  այն լարման բաժանիչի միջոցով կիրառվում է ԻԳՈՒ-ի չշրջող մուտքին (U_մ): Քանի որ ուժեղարարի լարման ուժեղացման գործակիցը շատ մեծ է, մուտքային այդ փոքր լարումից ԻԳՈՒ-ն անցնում է հագեցված ռեժիմի և, կախված մուտքային ազդանշանի բևեռականությունից, ելքում հաստատվում է առավելագույն  կամ   հագեցման լարումը: Դա նշանակում է, որ ԻԳՈՒ-ն աշխատում է կոմպարատորի ռեժիմով: ԻԳՈՒ-ի չշրջող մուտքում Uմ լարումը կախված է ելքային լարման արժեքից և որոշվում է հետևյալ հավասարումներով՝

R1, R2 ռեզիստորները հաշվում են ԻԳՈՒ-ի բեռով թույլատրելի առավելագույն հոսանքի և գեներացիայի ամպլիտուդների հավասարակշռման պայմանի ապահովման պայմաններից:

Բացասական հետադարձ կապը ԻԳՈՒ-ում իրականացվում է RC շղթայով: Շրջող մուտքում U_C լարումը նույնպես կախված է ելքային լարման արժեքից և փոխվում է ունակության լիցքավորման էքսպոնենտի օրենքով (նկ. 8.12,բ): ԻԳՈՒ-ի մի հագեցված վիճակից մյուսին անցումը և ելքում իմպուլսների ձևավորումը տեղի ունենում C-ի լիցքավորման և լիցքաթափման շնորհիվ: Գեներատորում տեղի ունեցող պրոցեսները դիտարկենք` սկսած  t₁ ակնթարթից, երբ ԻԳՈՒ-ն գտնվում է հագեցված  վիճակում: C կոնդենսատորը լիցքավորվում է ելքային  լարումից R-ով  և ԻԳՈՒ-ի ելքային դիմադրությունով: t₂ պահին C-ի  վրա U_C լարումը հավասարվում է  լարմանը, և կոմպարատորն անցնում է  վիճակի: Այդ պահից սկսվում է կոնդենսատորի ապալիցքավորումը (լիցքաթափումը) լարումից R-ով և ԻԳՈՒ-ի ելքային դիմադրությունով: t₂ պահից չշըրջող մուտքում լարումը ընդունում է  արժեքը, C-ի վրա լարումը նվազելով՝ հավասարվում է զրոյի, այնուհետև լիցքավորվում է բացասական բևեռականությամբ: t₃ պահին այն հավասարվում է չշրջող մուտքի  լարմանը, և  կոմպարատորն անցնում է վիճակին: Չշրջող մուտքում հաստատվում է  լարումը, և նկարագրված գործընթացները կրկնվում են: Սխեմայի ելքում ձևավորվում են պարբերաբար կրկնվող  ուղղանկյունաձև իմպուլսներ:

Որոշենք ելքային իմպուլսների t_ի = t₂ - t₁, դադարի t_դ = t₃ - t₂ տևողությունները և կրկնման T պարբերությունը: Հաշվի առնելո,  որ իմպուլսները և դադարը ձևավորվում են կոնդենսատորի լիցքավորման և լիցքաթափման ընթացքում, դրանց տևողությունները կարող ենք որոշել կոնդենսատորի լիցքավորման հայտնի հավասարումից` 

Ինչպես երևում է նկ.8.13-ում բերված դիագրամից, իմպուլսը ձևավորվում է ժամանակի հաստատունով C-ի լիցքավորման t_ի = t₂ - t₁ ժամանակահատվածում, հետևաբար կունենանք՝

և տեղադրելով դրանք (8.11)-ի մեջ՝ կստանանք հետևյալ արտահայտությունը՝   

Հաշվի առնելով, որ   վերջին հավասարումից իմպուլսի տևողության համար կստանանք՝

Իմպուլսի  դադարի tդ = t₃ - t₂ տևողությունը ձևավորվում է C կոնդենսատորի լիցքաթափման ընթացքում, հետևաբար

 և  (8.11)-ից կստանանք՝

Դիտարկված սխեմայում կոնդենսատորի լիցքավորումը և լիցքաթափումը կատարվում է միևնույն շղթայով, հետևաբար իմպուլսի և դադարի տևողությունները միմյանց հավասար են, և գեներատորը կոչվում է սիմետրիկ:

Իմպուլսների կրկնման պարբերությունը և հաճախությունը որոշվում են հետևյալ հավասարումներով՝

 Հաճախ պահանջվում է, որ գեներատորի ելքում իմպուլսի և դադարի տևողությունները լինեն տարբեր (ոչ սիմետրիկ գեներատոր): (8.12) և (8.13) հավասարումները ցույց են տալիս,որ իմպուլսի և դադարի տևողությունները կտարբերվեն իրարից, եթե ունակության լիցքավորման և լիցքաթափման ժամանակի հաստատունները լինեն տարբեր: Ոչ սիմետրիկ գեներատորներում (նկ.8.13) C-ի լիցքավորումը և լիցքաթափումը իրականացվում է տարբեր դիմադրություններով:  Երբ ելքում լարումն ունի  արժեքը և ձևավորվում է իմպուլսը, VD1 դիոդը բաց է, իսկ VD2-ը՝  փակ, և կոնդենսատորը լիցքավորվում է R3-ով: Իմպուլսի ձևավորման ժամանակի հաստատունը կլինի՝        

Ելքում լարման  արժեքի դեպքում, երբ ձևավորվում է դադարը, VD2-ը բաց է, VD1-ը` փակ է: C -ն լիցքաթափվում է R4-ով, և  ժամանակի  հաստատունը  ունի     արժեքը:

Ոչ սիմետրիկ գեներատորներում իմպուլսի և դադարի ձևավորման գործընթացները նույնն են, ինչ որ սիմետրիկ գեներատորում, հետևաբար իմպուլսի և դադարի տևողությունները կորոշվեն (8.12) և (8.13) հավասարումներով՝ փոխարինելով դրանցում   (բաց դիոդի վրա լարման անկումը անտեսվում է, քանի որ այն շատ փոքր է

Դիտարկված գեներատորներում ելքային իմպուլսների ամպլիտուդը հավասար է ԻԳՈՒ-ի հագեցման   մակարդակներին: Եթե պահանջվում է մեկ այլ մակարդակ,սխեմայի ելքում միացնում են որևէ սահմանափակիչ:

Սպասող ռեժիմ: Գեներատորում սպասող ռեժիմի ապահովման համար C կոնդենսատորին զուգահեռ միացվում է VD դիոդը (նկ.8.14): Ելքում բացասական  լարման դեպքում դիոդը բաց է: ԻԳՈՒ-ի շրջող մուտքում լարումը հաստատուն է և հավասար է բաց դիոդի վրայի լարմանը (U_դ): ԻԳՈՒ-ի չշրջող մուտքում նույնպես լարումը հաստատուն է և  ունի    արժեքը: Լարման բաժանիչի   դիմադրություններն ընտրված են այն չափով, որ U_մ < U_դ,  հետևաբար ԻԳՈՒ-ի վիճակը մնում է անփոփոխ, և սխեման գտնվում է սպասող կայուն վիճակում: Գեներատորի թողարկումը  կատարվում  է  մուտքին տրվող   կարճատև իմպուլսով: Երբ t₁ պահին տրվում է թողարկող իմպուլս, ԻԳՈՒ-ի չշրջող մուտքում լարումը գերազանցում է դիոդի  վրայի լարմանը, և ԻԳՈՒ-ն թռիչքաձև  անցնում է   վիճակին: Դիոդը փակվում է: Չշրջող մուտքում հաստատվում է լարումը: Կոնդենսատորն սկսում է լիցքավորվել R-ով և ԻԳՈՒ-ի ելքային դիմադրությամբ: Երբ t₂ պահին C-ի վրա U_C լարումը հավասարվում է չշրջող մուտքի լարման  արժեքին, կոմպարատորը շրջվում է, և սխեմայի ելքում հաստատվում է  լարումը:

Դիոդը բացվում է, և ունակությունը լիցքաթափվում է բաց դիոդի փոքր դիմադրությամբ: Չշրջող մուտքում լարումն ընդունում է իր սկզբնական արժեքը: Սխեման վերադարձել է իր սպասող վիճակին և սպասում է մինչև հաջորդ թողարկող իմպուլսի կիրառելը:

Գեներատորի ելքում ձևավորված իմպուլսի տևողությունը որոշվում է (8.11) հավասարումից, տեղադրելով դրանում

Սպասող ռեժիմի վերականգնման t_վ ժամանակը որոշվում է նույնպես (8.11) հավասարումից՝ նկատի ունենալով, որ

(8.15)-ը ցույց է տալիս, որ անհրաժեշտ տևողության իմպուլսներ կարող են ձևավորվել RC շղթայի պարամետրերի ընտրումով:

>>

8.3.2. Կոմպարատորներով ուղղանկյուն իմպուլսների գեներատորներ 

Նկ.8.15-ում բերված է մեկ սնման աղբյուրով և ելքում բաց կոլեկտորով տրանզիստորով կոմպարատորով ինքնատատանման ռեժիմում աշխատող ուղղանկյուն իմպուլսների գեներատորի սխեման: Կառուցվածքով սխեման տարբերվում է ԻԳՈՒ-ով գեներատորի սխեմայից միայն նրանով, որ բաց կոլեկտորի շղթայում միացված է R4 ռեզիստորը և չշրջող մուտքին R1-ով կիրառվում է +E լարումը` սխեմայի միացման պահին ելքում լարման բարձր մակարդակ ապահովման նպատակով:

Սնման լարման միացման պահին C կոնդենսատորը լիցքավորված չէ, և ելքում լարումը հավասար է U_ե = +E :

Կոմպարատորի չշրջող մուտքում լարումը R4 << R3 դեպքում  հավասար է`

Եթե R1 = R2 = R3 ,  կստանանք` U_մ1 =2E/3:

Սկսվում է կոնդենսատորի լիցքավորումը: Կոնդենսատորի վրա լարումն աճում է էքսպոնենտի օրենքով: Երբ այն t₁ պահին հավասարվում է U_մ1 -ին, կոմպարատորը փոխանջատվում` անցնում է U<sub>ե</sub> = 0 վիճակին: Այդ պահից U<sub>մ</sub> = U<sub>մ2</sub> = E/3: Այժմ կոնդենսատորը լիցքաթափվում է: t<sub>2</sub> պահին կոնդենսատորի վրա լարումը հավասարվում է U<sub>C</sub> = U<sub>մ2</sub>: Կոմպարատորը նորից փոխանջատվում, անցնում է սկզբնական վիճակին` U_ե = +E, U_մ = U_մ1: Այնուհետև նկարագրված գործընթացները կըրկնվում են: Սխեմայի ելքում ձևավորվում են T պարբերությամբ և t_ի տևողությամբ ուղղանկյուն իմպուլսներ: Ելքային իմպուլսների և դադարների տևողությունները որոշվում են (8.11) արտահայտությունից  տեղադրելով

Վերջին արտահայտությունները ցույց են  տալիս,  որ  պահանջվող t_ի , t_դ, T մեծությունները կարող են ապահովվել R-ի և C-ի ընտրումով համաձայն ստացված արտահայտությունների:

Դիտարկված գեներատորում իմպուլսների լցման գործակցի կառավարում կարող է ապահովվել նկ.8.16ա,-ում բերված սխեմայի եղանակով: Իմպուլսների տևողության և դադարի` իրարից անկախ կառավարման նպատակով C կոնդենսատորին հաջորդաբար միացված են R4,VD1 և R5,VD2 զուգահեռ միացված շղթաները:

U_ե = +E  դեպքում բաց է VD1 դիոդը, և C կոնդեսատորը լիցքավորվում է: Ձևավորվում է t_ի տևողության իմպուլսը:

U_ե = 0  դեպքում բաց է VD2 դիոդը, և C կոնդեսատորը լիցքաթափվում է: Ձևավորվում է t_դ տևողության  դադարը:

R4, R5 դիմադրությունների փոփոխումով ապահովվում են անհրաժեշտ t_ի և t_դ տևողությունները: Այդ դիմադրություններից յուրաքանչյուրի փոփոխումից փոփոխվում է ելքային  իմպուլսների կրկնման հաճախությունը:

R1 = R2 = R3 ե R4 և U_մ1 = 2U_մ2  դեպքում իմպուլսների և դադարի տևողությունները որոշվում են հետևյալ արտահայտություններով  `

որտեղ Uդ -ն դիոդի վրա լարման անկումն է բաց վիճակում: Իմպուլսների պարամետրերի բարձր կայունությամբ գեներատորներում կոմպարատորի դրական հետադարձ կապի շղթայում միացվում է կվարցային ռեզոնատոր (նկ.8.16,ա): Գեներտորի  ելքային իմպուլսների հաճախությունը (պարբերությունը) որոշվում է կվարցային ռեզոնատորի ռեզոնանսային հաճախությունով, իսկ իմպուլսների տևողությունը` RC շղթայի պարամետրերով: Սխեմայում R1=R2 պայմանի դեպքում կոմպարատորի փոխանջատման լարումը հավասար է +E/2, որն ապահովում է  0.5 արժեքով իմպուլսների լցման գործակից: RC շղթայի ժամանակի հաստատունը վերցվում է մի քանի անգամ մեծ իմպուլսների կրկնման պարբերությունից:

Սպասող գեներատոր: Մեկ կոմպարատորով սպասող ռեժիմում աշխատող գեներատորի պարզագույն սխեման բերված է նկ.8.17,ա-ում: Այստեղ նույնպես օգտագործվում է տրանզիստորի բաց կելեկտորով կոմպարատոր: Ելքային իմպուլսների տևողությունը որոշվում է R3  և  C2  տարրերի  արժեքներով (R3 >> 10R4),  որպեսզի  կոմպարատորը չգերբեռնավորվի):

Մուտքային թողարկող իմպուլսի ամպլիտուդը որոշվում է R1, R2 ռեզիստորներով կազմված լարման բաժանիչով:

Սպասող ռեժիմում կոմպարատորի չշրջող մուտքում լարումը հավասար է E/2 (R1=R2): C1 կոնդենսատորը լիցքավորված է մինչև U_մ -E/2 արժեքը: Կոմպարատորի ելքում լարումը հավասար է զրոյի: Զրոյի է հավասար նաև լարումը C2-ի վրա և կոմպարատորի չշրջող մուտքում:

Գեներատորի թողարկումը իրականացվում է t₁ պահին մուտքային կարճատև իմպուլսով: Կոմպարատորն անցնում է ելքում բարձր մակարդակ վիճակի: Չշրջող մուտքում լարումը թռիչքով աճում է մոտավորապես մինչև E մակարդակը: Վերջինս ելքում լարումը պահում է բարձ մակարդակում: Սկսվում է R4 և R3 ռեզիստորներով C2 կոնդենսատորի լիցքավորումը: Արդյունքում կոմպարատորի չշրջող մուտքում լարումը նվազում է: Երբ այն հավասարվում է շրջող մուտքում լարմանը` (E/2), կոմպարատորն անցնում է սկզբնական վիճակին: Այնուհետև կոնդենսատորը լիցքաթափվում է VD2 դիոդով և կոմպարատորի տրանզիստորով  E/2-ից մինչև զրո:

>>

8.3.3. Ժամանակային հապաղման գեներատոր

Որոշ սարքերում անհրաժեշտ է ձևավորել հաշվարկային սկզբնակետից ժամանակային տարբեր հապաղումներով իմպուլսներ: Այդ նպատակով կարող է օգտագործվել նկ.8.18-ում բերված սխեման:

Գեներատորի մուտքային թողարկող U_մ ազդանշանի բացակայության դեպքում DA1 կոմպարատորի ելքերում լարումը հավասար է զրոյի: Արդյունքում C կոնդենսատորը  լիցքաթափված է և ապահովում է  DA2... DA4 կոմպարատորների ելքերում զրոյական լարումներ:  R3... R6 ռեզիստորներով կազմված լարման բաժանիչն ապահովում է DA2... DA4-ի շեմային U₁...U₃ լարումները:

t₀ պահին U_մ թողարկող իմպուլսի կիրառման դեպքում, DA1 կոմպարատորը փոխանջատվում է, և դրա ելքային տրանզիստորը փակվում է: Սկսվում է C-ի լիցքավորումը E լարման աղբյուրից R ռեզիստորով (նկ.8.18,բ): C-ի վրա U_C լարումը աճում է էքսպոնենտի օրենքով: U_C լարման հերթական կոմպարատորի շեմային U₁...U₃ լարումներին հավասարման դեպքում կոմպարատորները հերթով փոխանջատվում են: Թողարկող ազդանշանի վերջում բոլոր կոմպարատորներն անցնում են սկզբնական վիճակին: DA2...DA4 կոմպարատորների ոչ մեծ հիստերեզիսի շնորհիվ, ինչն ապահովվում է դրական հետադարձ կապի միջոցով, փոխանջատումը կատարվում է մեծ արագությամբ: 

Որոշենք ելքային իմպուլսների ժամանակային հապաղման մեծությունները` օգտվելով (8.11) հավասարումից: Եթե ընտրված են R3=R4 =R5=R6, շեմային լարումները` կլինեն U₁ = ER / 4R =E / 4, U₂  = E2R / 4R= E / 2, U₃  = E3R / 4R = 3E/4:

Տեղադրելով (8.11) -ում, U(t₁) = U₁, U(t₂) = U_2, U(t₃) = U_{3 ,} U(∞) = E_, U(t₀) =0 մեծությունները` ժամանակային հապաղումների համար կստանանք` t₁ =0.288RC, t₂ =0.693RC,  t₃ =1.386RC:  Անհրաժեշտության դեպքում կոմպարատորներից յուրաքանչյուրի ելքային լարումը կարող է շրջվել` դրանց մուտքային ելուստների շրջումով:

>>

8.3.4. Տրամաբանական տարրերով ուղղանկյուն իմպուլսների գեներատորներ

Ինքնատատանման ռեժիմ: Տրամաբանական տարրերով ինքնատատանման ռեժիմում աշխատող իմպուլսների գեներատորի սխեման և աշխատանքը պարզաբանող դիագրամները բերված  են  նկ.8.19-ում: Սխեման  բաղկացած է  DD1, DD2 շրջող տրամաբանական տարրերից, որոնք միացված են միմյանց հետադարձ կապի շղթայում  R1, C1, VD1 և R2,C2,VD2 շղթաների միջոցով: Յուրաքանչյուր տրամաբանական տարրի փուլային շեղումը 180⁰ է, հետևաբար փուլային շեղումը սխեմայում 360⁰ է, և գեներացիայի առաջացման համար անհրաժեշտ փուլերի հավասարակշռության պայմանն ապահովված է: Տրամաբանական տարրերի փոխանցման մեծ գործակցի շնորհիվ ապահովված է նաև ամպլիտուդների հավասարակշռության պայմանը:

Գեներատորի աշխատանքը դիտարկենք t₁ պահից: Ենթադրենք` այդ պահին U_ե1=U¹, իսկ U_ե2=U⁰ (նկ.8.19,բ): C1-ը լիցքավորված է U⁰ լարումով, հետևաբար U_մ1=0: Այս  վիճակում սխեման գտնվում է անկայուն հավասարակշռության վիճակում: C2-ը լիցքավորվում է U_ե1=U¹ լարումից R2-ով և DD2-ի ելքային դիմադրությամբ: C2-ի վրա լարումն աճում է էքսպոնենտի օրենքով,  իսկ U_մ2=U_ե1 - U_C2 = U¹ - U_C2  լարումը նվազում է նույն օրենքով: t₂ պահին U_մ2-ը հավասարվում է տրամաբանական տարրի շեմային U₂ լարմանը և DD2-ը թռիչքով անցնում է U_ե2=U¹ վիճակին: Այդ թռիչքը C1-ով հաղորդվում է DD1-ի մուտքին,. և վերջինս անցնում է U_ե1=U⁰  վիճակին: Սխեման անցնում է երկրորդ անկայուն հավասարակշռության վիճակին: Այդ  պահից սկսվում է C1 - ի  լիցքավորումը  R1-ով և DD2-ի ելքային դիմադրութունով U_ե2=U¹ լարումից: Միաժամանակ U_մ2=U_ե1-U_C2 լարումով VD2-ը բացվում է և C1-ը արագ լիցքաթափվում է բաց դիոդի փոքր դիմադրությամբ: C1-ի լիցքավորման շնորհիվ U_մ1 = U_ե2 - U_C1 լարումը նվազում է: t₃ պահին այն հավասարվում է DD1-ի շեմային լարմանը, և DD1-ը անցնում է U_ե1=U¹ վիճակին: U_ե1-ի թռիչքը C2-ով - հաղորդվում է DD2-ի մուտքին, և այն անցնում է U_ե2=U⁰ վիճակին: U_մ1=U_ե2-U_C1 լարումով DD1-ը բացվում է, և C1-ը լիցքաթափվում է դիոդի փոքր դիմադրությամբ: Սխեման վերադարձել է սկզբնական անկայուն հավասարակշռության վիճակին, և նկարագրված գործընթացները կրկնվում են: Սխեմայի ելքում ձևավորվում են իրար հակափուլ ուղղանկյուն իմպուլսներ (U_ե1, U_ե2):

 Գեներատորի ելքային իմպուլսների տևողությունը որոշում են՝ օգտվելով (8.11) հավասարումից: U_ե2 իմպուլսը ձևավորվում է t_ի =t₃- t₂ ժամանակահատվածում C1 ունակության լիցքավորման ընթացքում: t₂ պահին C1-ի վրա լարումը հավասար է U_C(0) = U(t₂) =U⁰, t₃ պահին` Uc(t₃) = U¹-Uշ իսկ Տեղադրելով U_C-ի արժեքները (8.11)-ի մեջ՝ t_ի-ի համար կստանանք հետևյալ արտահայտությունը՝

Դադարի t_դ = t₂ - t₁ տևողությունը  ձևավորվում է C2-ի լիցքավորման ընթացքում և (8.11)-ից կորոշվի հետևյալ հավասարումով՝

Գեներատորի ելքում ձևավորված իմպուլսների ճակատների տևողությունները որոշվում են տրամաբանական տարրերի փոխանջատման ժամանակով:

Գեներատորների հաշվարկի համար t_ի, t_դ մեծությունները տրվում են: Տրամաբանական տարրի մակնիշը ընտրելուց հետո U¹, U⁰, U_շ և R_ե մեծությունները հայտնի են, և R, C տարրերից մեկի մեծությունն ընտրվում է, իսկ մյուսինը՝ հաշվվում (8.22), (8.23) հավասարումներից: Իմպուլսի U_m = U¹ - U⁰ ամպլիտուդը որոշվում է տարրի ելքային լարման U¹, U⁰ մակարդակներով: Այլ ամպլիտուդով իմպուլսներ ստանալու համար գեներատորի ելքում միացվում է լարման սահմանափակիչ:

 t_ի = t_դ դեպքում գեներատորի սխեման կառուցվում է մեկ ժամանակահատված ձևավորող  RC շղթայով: Կոմպլեմենտար զույգերով տրամաբանական տարրերով ինքնատատանման ռեժիմում աշխատող այդպիսի գեներատորի սխեման բերված է նկ.8.20–ում: R1,R2 ռեզիստորներով  DD1 տարրում մտցված է ըստ հաստատուն լարման բացասականհետադարձ կապ, որի շնորհիվ տարրն աշխատում է գծային ուժեղացման ռեժիմում:

Սխեմայում ապահովված են գեներացիայի պայմանները և ելքում ձևավորվում են ուղղանկյունաձև իմպուլսներ: Իմպուլսների տևողությունը ընտրվում է R2,C տարրերի միջոցով: 2R2 ≤ R1 ≤ ≤10R2 պայմանի ապահովման դեպքում, իմպուլսների կրկնման հաճախությունը որոշվում է f=1/(2.3R2C) = 0.43/(R2C) հավասարումով:        

Արագագործ գեներատոր: Դիտարկված գեներատորները կիրառվում են միայն այն դեպքերում, երբ ելքային իմպուլսների հաճախությունը փոքր է տրամաբանական տարրի սահմանային հաճախությունից:

Գեներատորներում, որտեղ ելքային իմպուլսների հաճախությունը մոտ է տրամաբանական տարրի սահմանային հաճախությանը, ժամանակային հատված ձևավորելու համար օգտագործվում է տրամաբանական տարրի իներցիական հատկությունը: Այս դեպքում սխեմայում բացակայում են ժամանակահատված ձևավորող արտաքին շղթաները, և ելքային իմպուլսների հաճախությունը որոշվում է տրամաբանական տարրի իմպուլսի տարածման հապաղման t_տհ ժամանակով: Նման սխեմաները բաղկացած են N թվով հաջորդաբար միացված տրամաբանական տարրերից`  ընդգրկված միավոր փոխանցումով բացասական հետադարձ կապով: Ընդ որում, հաջորդաբար պետք է միացվեն կենտ թվով տրամաբանական տարրեր: Ելքային իմպուլսների տատանման պարբերությունը սխեմայում որոշվում է հետևյալ հավասարումով

 տրամաբանական տարրի U¹ վիճակից U⁰ վիճակին, և U⁰ վիճակից U¹ վիճակին անցման հապաղման ժամանակներն են:

Արագագործ գեներատորի աշխատանքը պարզաբանենք նկ.8.21, ա-ում պատկերված երեք տրամաբանական տարրերից բաղկացած սխեմայի օրինակով: Սխեմայում E-ն հաստատուն լարման աղբյուր է, S -ը`էլեկտրական բանալի: S բանալու միացված վիճակում (մինչ t₀ պահը) Us = 0: DD1 տարրի ելքում U₁=U¹, հետևաբար DD2–ի ելքում U₂=U⁰ և DD3–ի ելքում U_ե=U¹:

Սխեմայի ելքում տատանումները բացակայում են (նկ.8.22): t₀ պահին  S բանալու անջատման դեպքում DD1 - ի  մուտքին կիրառվում է Us = E = U¹ լարումը, որից  ժամանակային հապաղումից հետո միայն DD1-ի ելքում հաստատվում է U₁=U⁰ մակարդակ:

DD2-ը նույնպես ակնթարթորեն չի կարող  փոխել  իր վիճակը և միայն  ժամանակահատվածից հետո անցնում U₂ =U¹ վիճակի: Այնուհետև    ժամանակային  հապաղումից հետո DD3–ի ելքում հաստատվում է U₃= U⁰ մակարդակ: DD3 –ի ելքային լարումը հետադարձ կապի  շղթայով  տրվում է DD1–ի մուտքին, որից  ժամանակային հապաղումից հետո նորից DD1-ի ելքում հաստատվում է U₁=U¹ և նկարագրված պրոցեսները կրկնվում են: Սխեմայի ելքում ձևավորվում են T պարբերությամբ կրկնվող ուղղանկյունաձև իմպուլսներ Իմպուլսների կրկնման հաճախությունը կարող է հասնել տասնյակ մՀց-երի:

Կվարցային գեներատորներ: Կվարցային գեներատորը ապահովում է ելքային իմպուլսների հաճախության մեծ կայունություն:

Երկբևեռ տրանզիստորներով տրամաբանական տարրերով կառուցված գեներատորի սխեման բերված է նկ.8.23–ում: Սխեմայում միացված են երկու ՈՉ տարրեր, որոնց բացասական հետադարձ կապի շղթաներում միացված են և R3, R4 ռեզիստորները: Վերջիններիս ընտրումով ինվերտորները աշխատեցվում են անհրաժեշտ ուժեղացման գործակցով (<20) գծային շրջող ուժեղարարի ռեժիմում: Կվարցային ZQ ռեզոնատորը միացված է սխեմայի դրական հետադարձ կապի շըղթայում: Սխեմայում ապահովված է գեներացիայի պայմանները կվարցային ռեզոնատորի հիմնական ռեզոնանսային  հաճախության դեպքում և ելքում ձևավորվում են կայուն ուղղանկյուն իմպուլսներ:

Նկ.8.23,բ-ում պատկերված է կոմպլեմենտար զույգով տրամաբանական տարրերով կվարցային գեներատորի սխեման: Այստեղ կվարցային ռեզոնատորը միացված է ՈՉ տարրի բացասական հետադարձ կապի շղթայում: Ռեզոնատորի հիմնական ռեզոնանսային հաճախության դեպքում  ապահովվում են գեներացիայի պայմանները, և ելքում ձևավորվում են կայուն իմպուլսներ: C1, C2, C3 կոնդենսատորներով ճշգրտվում է ելքային իմպուլսների հաճախությունը: Օրինակ 1554 կամ 1594 սերիայի տարրի միացման դեպքում R1=3,3Մ, C1=C2=56, C3=27  և  f=27 Մհց հաճախության ռեզոնատորի դեպքում կարող են գեներացվել մինչև 20...30Մհց  հաճախության իմպուլսներ):

>>

8.3.5.Շմիտտի տրիգերով գեներատորներ

Ինֆրացածր հաճախությունների դեպքում (10Հց –ից ցածր) գեներատորները կառուցվում են Շմիտտի տրիգերով, որպեսզի իմպուլսների ճակատները ստացվեն կտրուկ (ուղղաձիգ): Դա անհրաժեշտ է  կոմպլեմենտար զույգերով կառուցված ռեգիստրների և հաշվիչների տակտային մուտքերի անխափան աշխատանքի համար: Նկ.8.24 –ում բերված է ինքնատատանման ռեժիմում աշխատող  Շմիդտի տրիգերով գեներատորի սխեման:

Սնման լարումը միացնելիս Շմիտտի տրիգերի ելքում U_ե լարումը U¹ է , և սկսվում է C-ի լիցքավորումը R-ով և տրիգերի ելքային դիմադրությամբ (նկ.8.24ա, գ): t₁ պահին C-ի վրա Uc լարումը հավասարվում է տրիգերի թողարկման Uթ լարմանը և  այն շրջվում, անցնում է U_ե = U⁰ վիճակին: Այդ պահից սկսվում է կոնդենսատորի լիցքաթափումը R-ով և տրիգերի ելքային դիմադրությամբ: t₂ պահին Uc-ն հավասարվում է տրիգերի բացթողման Uբ  լարմանը:  Տրիգերը  շրջվում  և   նորից անցնում է U_ե=U¹ վիճակին: Այնուհետև նկարագրված գործընթացները պարբերաբար կրկնվում են: Սխեմայի ելքում ձևավորվում են ուղղանկյունաձև  իմպուլսներ: Իմպուլսների  կրկնման  հաճախությունը որոշվում է f = 0,7/RC հավասարումով: Իմպուլսների միջանցիկության կարգավորման նպատակով սխեմայում ավելացվում է R2 փոփոխական ռեզիստորը (նկ.8.24բ), որի միջոցով փոփոխվում է կոնդենսատորի լիցքաթափման շղթայի դիմադրությունը (որոշ սխեմաներում R2-ը միացվում է հաջորդաբար R1-ին):

Սպասման ռեժիմ: Իմպուլսների գեներատորում սպասող ռեժիմն ապահովվում է տրամաբանական տարրերի հետադարձ կապերից մեկի շղթայից ունակության հեռացումով (նկ.8.25,ա): Այստեղ DD2-ի ելքային լարումը կիրառվում է DD1-ի մուտքերից մեկին, իսկ երկրորդ մուտքին տրվում է Uթ թողարկող իմպուլսը: Սխեման կայուն սպասման վիճակում պահելու նպատակով թողարկող մուտքին կիրառվում է Uթ > Uշ լարումը: Այդ դեպքում DD2-ի ելքում U_ե2=U¹, հետևաբար DD1-ի երկու մուտքերում էլ շեմային լարումից մեծ լարումներ են և U_ե1=U⁰: C1-ը լիցքավորված է U_C1=U⁰ լարմամբ, հետևաբար R1-ի վրա լարումը բացակայում է, և DD2-ը գտնվում է U_ե=U¹ վիճակում: Գեներատորը  թողարկվում է  t₁  պահին Uթ < Uշ կարճատև իմպուլսի կիրառումով: Այդ պահից ազդանշանի տարածման հապաղման միջին t_տ.հ.մ. ժամանակից հետո (նկ.8.25,ա-ում այն ցույց չի տրված) DD1-ի ելքում լարումն ընդունում է U_ե2=U¹ արժեք, որը C1-ով փոխանցվելով DD2-ի մուտքին t_ա.տ.հ.մ  ժամանակից հետո վերջինիս բերում է U_ե2=U⁰ վիճակին: Սկսվում է անկայուն հավասարակշռության վիճակ, և C1-ը լիցքավորվում է U_ե1=U¹ լարումից R1 դիմադրությամբ:          

Ունակության լիցքավորումից R1-ով հոսանքը և դրա վրա լարման անկումը նվազում են: t₂ պահին այն հավասարվում է շեմային լարմանը, և DD2-ը անցնում է U_ե2=U¹ վիճակին, իսկ DD1-ը` U_ե1=U⁰ վիճակին: C1-ը արագ լիցքաթափվում է բաց VD1 դիոդով և DD1-ի ելքային դիմադրությամբ: Վերականգնման tվ ժամանակից հետո սխեման վերադառնում է սպասման վիճակին: Գեներատորի ելքում ձևավորվում է իմպուլս, որի t_ի տևողությունը որոշվում է (8.22) հավասարումո, քանի որ իմպուլսի ձևավորման գործընթացները նույնն են, ինչ որ ինքնատատանման ռեժիմում: Սխեմայի սպասման վիճակի վերականգնման ժամանակը գնահատվում է հետևյալ հավասարումով՝                 t_վ =(3…5)C1(R_ե0+R_դ), որտեղ R_ե0-ն տարրի ելքային դիմադրությունն է U_ե1=U⁰ վիճակու, իսկ Rդ-ն դիոդի դիմադրությունը՝  բաց վիճակում:

Սխեմայի հստակ թողարկման համար անհրաժեշտ է, որ թողարկող իմպուլսի tթ տևողությունը փոքր լինի 2t_.հ.մ. ժամանակից ( t_.հ.մ.-ն տրամաբանական տարրի ազդանշանի հապաղման նիջին ժամանակն է):

>>

8.4. Գծային փոփոխումով (սղոցաձև) լարման և հոսանքի գեներատորներ

8.4.1. Գծային փոփոխումով ազդանշանների պարամետրերը և ձևավորման սկզբունքը

Հեռուստատեսության, ավտոմատ կառավարման և չափիչ համակարգերում լայն կիրառություն ունեն գծային փոփոխումով լարման և հոսանքի գեներատորները: Դրանք հայտնի են նաև սղոցաձև ազդանշանի գեներատորներ անվանումով: Գծային փոփոխումով լարման տեսքը պատկերված է նկ.8.26-ում: Այն բնորոշվում է աշխատանքային AB և հետադարձ BC մասերով, որոնք կոչվում են քայլեր: Գծային փոփոխումով լարման պարամետրներն են՝ սկզբնական ամպլիտուդը (U₀), ամպլիտուդը (Um), աշխատանքային քայլի տևողությունը (t_ա) և հետադարձ քայլի տևողությունը (t_հ): Աշխատանքային քայլի ընթացքում լարումը փոփոխվում է գծային օրենքով, իսկ հետադարձ քայլի ընթացքում գծայնությունը կարևոր չէ: Գծային փոփոխումով ազդանշանը կարող լինել միակը կամ կարող է պարբերաբար կրկնվել: Երկրորդ դեպքում կրկնման պարբերությունը կլինի՝  T = t_ա + t_հ: Աշխատանքային քայլի ընթացքում ազդանշանը կարող է լինելաճող կամ նվազող: Սովորաբար աշխատանքային քայլի տևողությունը շատ մեծ է հետադարձ քայլի տևողությունից: Չնայած ազդանշանը կոչվում է գծային փոփոխումով, սակայն գործնականում այն աշխատանքային քայլի ընթացքում տարբերվում է գծային օրենքից, և ոչ գծայնության աստիճանը գնահատվում է ոչ գծայնության գործակցի  միջոցով, որը որոշվում է հետևյալ արտահայտությամբ՝

որտեղ  և  լարման փոփոխման առավելագույն  և նվազագույն արժեքներն են աշխատանքային քայլի ընթացքում:

Տեսականորեն գծային փոփոխության դեպքում dU/dt - ն հաստատուն է, և Kոչգ = 0, այդ պատճառով գծային փոփոխումով լարման (հոսանքի) գեներատոր նախագծելիս ձգտում են ոչ գծայնության գործակիցը մոտեցնել զրոյի:

Գեներատորի կարևոր պարամետրերից է նաև սնման լարման օգտագործման գործակիցը՝ K₁ = U_m / E, որտեղ E-ն սնման լարումն է:

Գծային փոփոխումով լարման գեներատորի աշխատանքը հիմնված է հաստատուն հոսանքով կոնդենսատորի լիցքավորման կամ լիցքաթափման վրա: Կոնդենսատորի վրա լարումը փոփոխվում է հետևյալ օրենքով՝

որտեղ U₀ - ն կոնդենսատորի վրա սկզբնական լարումն է: Ինտեգրալից առաջ դրված նշանը հաշվի է առնում լարման փոփոխության ուղղությունը: Երբ ունակության վրա լարումն աճում է, պետք է վերցնել « + » իսկ եթե նվազում է,  « - » : Եթե կոնդենսատորը լիցքավորվում է i_C(t) = I₀ հաստատուն հոսանքով, ապա     Վերջին արտահայտությունը ցույց է տալիս, որ գծային փոփոխումով լարում ստանալու համար պետք է կոնդենսատորը լիցքավորել հաստատուն հոսանքով և պարբերաբար լիցքաթափել այն: Ասվածից բխում է գեներատորի պարզագույն կառուցվածքային սխեման, որը բերված է նկ. 8.26,բ-ում: Սխեմայում K բանալին պարբերաբար բացվում և փակվում է: Երբ այն բաց է, C-ն լիցքավորվում է R-ով E հաստատուն լարման աղբյուրից: Փակ բանալու դեպքում C-ն լիցքաթափվում է բանալու փոքր դիմադրությամբ: K բանալին կարող է միացվել նաև R-ին հաջորդաբար: Այդ դեպքում փակ բանալու դեպքում C - ն լիցքավորվում է, իսկ բաց բանալու դեպքում՝  լիցքաթափվում բեռից:

>>

8.4.2. Տրանզիստորային բանալիով գծային փոփոխումով լարման գեներատոր

Տրանզիստորային բանալիով գծային փոփոխումով լարման գեներատորի պարզագույն սխեման բերված է նկ. 8.27-ում: Այն բաղկացած է VT1, R1, R_կ, C1 տարրերի վրա կառուցված տրանզիստորային բանալուց և C2 կոնդենսատորից: Գեներատորը թողարկող Uթ լարման բացակայության դեպքում VT1-ը գտնվում է բաց և հագեցված վիճակում: Ելքային լարումն ունի U_ե=U₀=U_կէհ տրանզիստորի հագեցման կոլեկտոր-էմիտեր լարման արժեքը: Գեներատորի թողարկման համար t₁ պահին տրվում է Uթ թողարկող բացասական իմպուլսը: Տրանզիստորը փակվում է, և դրա կոլեկտոր-էմիտեր դիմադրությունը մեծանում է: C2 կոնդենսատորը լիցքավորվում է R_կ-ով E_կ-ից: t₂ պահին, երբ թողարկող իմպուլսը դադարում է, տրանզիստորը բացվում, հագենում է, և C2 կոնդենսատորը արագ լիցքաթափվում է տրանզիստորի կոլեկտոր-էմիտեր դիմադրությամբ: Սխեման վերադառնում  է  իր  սկզբնական  վիճակին:

Գեներատորի ելքում ձևավորվում է սղոցաձև լարում` t_ա աշխատանքային և t_հ հետադարձ քայլերի տևողություններով: C2-ի լիցքավորումը կատարվում է էքսպոնենտի օրենքով, լարման ոչ գծայնության գործակիցը մեծ  է:

Որպեսզի այն փոքրացվի և մոտեցվի  գծային փոփոխման օրենքին, պետք է շատ մեծացնել E_կ-ն և փոքրացնել t_ի-ն: Այդ պայմանների դեպքում օգտագործվում է էքսպոնենտի սկզբնական շատ փոքր հատվածը, որը կարելի է ընդունել գծային: Սակայն շատ մեծ E_կ-ի  դեպքում ստացվում  է  շատ փոքր  ելքային լարում, հետևաբար սնման լարման օգտագործման K₁ գործակիցը փոքր է: Վերջին հանգամանքը սահմանափակում է այդ գեներատորի կիրառման բնագավառները:

Դիտարկված գեներատորի թերությունը պայմանավորված է նրանով, որ կոնդենսատորի լիցքավորման ընթացքում հոսանքը հաստատուն չէ: Կոնդենսատորի վրա լարման աճին զուգընթաց հոսանքը նվազում է   օրենքով: Հետևաբար ելքային լարման գծային փոփոխություն ապահովելու համար  անհրաժեշտ  է  հաստատուն պահել կոնդենսատորի լիցքավորման հոսանքը: Կոնդենսատորի լիցքավորման հոսանքը կարող է պահվել հաստատուն երկու եղանակով՝ հոսանքի կայունարարի կիրառումով կամ հոսանքի նվազման փոխհատուցման միջոցով: Առաջին դեպքում գեներատորը կոչվում է հոսանքի կայունարարով, իսկ երկրորդ դեպքում՝ փոխհատուցումով:

>>

8.4.2.1. Հոսանքի կայունարարով գծային փոփոխումով լարման գեներատոր

Հոսանքի կայունարարի սխեման բերված է նկ.8.28,ա-ում: Այն բաղկացած է VT1 տրանզիստորից R_է դիմադրությունից և E₀ լարման աղբյուրից:  R_է-ի միջոցով VT1-ի բազա-էմիտեր շղթայում մտցված է ըստ հոսանքի բացասական հետադարձ կապ, որը կայունացնում է i հոսանքի մեծությունը: i հոսանքի հաշվարկային արժեքի դեպքում այն  R_է-ի վրա առաջացնում է  լարման անկում,  և  VT1-ի բազա-էմիտեր շղթայում ունենք U_բէ = E₀ - iR_է լարումը: Այդ լարումը տրանզիստորը պահում է բաց վիճակում և ապահովում է հաշվարկային i հոսանքի մեծությունը: Եթե ինչ - որ պատճառով հոսանքը փոփոխվում է, փոփոխվում են նաև R_է-ի վրա լարման անկումը և U_բէ լարումը: Վերջինիս փոփոխությունը բերում է տրանզիստորի վիճակի այնպիսի փոփոխության, որ փոփոխվում է կոլեկտոր-էմիտեր դիմադրությունը այն չափով, որ վերականգնում է i - ի հաշվարկային արժեքը: Իրոք, ենթադրենք i հոսանքը աճել է: Դա բերում է U_բէ լարման նվազեցմանը: VT1-ը իր հաշվարկային վիճակի նկատմամբ փակվում է՝ մեծացնելով  կոլեկտոր-էմիտեր դիմադրությունը այն չափով, որ վերականգնվում է հաշվարկային արժեքը: Հոսանքի նվազման դեպքում Uբէ-ը մեծանում է, հետևաբար VT1-ը ավելի է բացվում: Կոլեկտոր էմիտեր դիմադրությունը փոքրանում է այն չափով, որ մեծացնելով վերականգնում է հոսանքի հաշվարկային արժեքը:

Այժմ դիտարկենք նկ.8.28,բ-ում պատկերված գեներատորի աշխատանքը: Ի տարբերություն վերը դիտարկված գեներատորի սխեմայի՝ այստեղ տրանզիստորի կոլեկտորի շղթայի դիմադրությունը փոխարինված է հոսանքի կայունարարով: Թողարկող լարման բացակայության դեպքում VT2-ը բաց է և հագեցած, հետևաբար ունակության վրա լարումը հավասար է տրանզիստորի U_կէհ հագեցման լարմանը: Սխեման գտնվում է սպասող վիճակում: Երբ t₁ պահին տրվում է Uթ թողարկող լարումը, VT2-ը փակվում է: Վերջինիս կոլեկտոր-էմիտեր դիմադրությունը մեծանում է, և սկսվում է C-ի լիցքավորումը հոսանքի կայունարարով E_կ լարման աղբյուրից: t₂ պահին, երբ թողարկող իմպուլսը դադարում է, VT2-ը նորից բացվում, հագենում է, և C-ն արագ լիցքաթափվում է VT2-ի կոլեկտոր-էմիտեր փոքր դիմադրությամբ: Քանի որ աշխատանքային քայլի t_ա=t₂-t₁ տևողության ընթացքում C-ի լիցքավորումը կատարվում է հաստատուն հոսանքով, ելքային լարումը փոփոխվում է գծային օրենքով: Այս սխեմայի թերությունը լրացուցիչ E₀ լարման աղբյուրի առկայությունն է: Այդ թերությունը վերացված է նկ.8.28,գ-ում պատկերված գեներատորում, որտեղ  E₀ - ն փոխարինված է VD1 ստաբիլիտրոնով և R1 ռեզիստորով կազմված լարման պարամետրիկ կայունարարով,  իսկ VT1-ը` p-n-p տրանզիստորով:

Տրանզիստորներով հոսանքի կայունարարով գեներատորները K_ոչգ>0.05 արժեքների դեպքում ապահովում են K₁=0.9 մեծություն: Ավելի փոքր ոչ գծայնության գործակից ապահովում են փոխհատուցումով գեներատորները:

>>

8.4.2.2. Փոխհատուցումով գծային փոփոխումով լարման գեներատոր 

Փոխհատուցումով գծային փոփոխումով լարման գեներատորներում կոնդենսատորի լիցքավորման ընթացքում հոսանքի փոքրացումը փոխհատուցվում է (կայունացվում է) սխեմայում դրական կամ բացասական հետադարձ կապի կիրառման շնորհիվ:

Դրական հետադարձ կապով գծային փոփոխումով լարման գեներատորի սկզբունքային  սխեման բերված է նկ.8.29,ա-ում: Այն բաղկացած է ուժեղարարից, RC շղթայից, հաստատուն լարման E աղբյուրից և K էլեկտրոնային բանալուց: Ելքային U_ե լարումը տրվում է ուժեղարարի մուտքին՝ ապահովելով դրական հետադարձ կապ սխեմայում: K բանալին որոշակի հաճախությամբ բացվում է և փակվում: Բանալու բաց վիճակում C կոնդենսատորը լիցքավորվում է R դիմադրություններով լարման E աղբյուրից և ելքային U_ե լարումից:  Լիցքավորման հոսանքը որոշվում է հետևյալ արտահայտությամբ՝

որտեղ Ku - ն՝ ուժեղարարի ուժեղացման գործակիցն  է, R_մ - ը՝ մուտքային դիմադրությունը: Կոնդենսատորի լիցքավորման հոսանքի արտահայտությունը ցույց է տալիս, որ այսինքն՝ լիցքավորումը կատարվում է հաստատուն հոսանքով, հետևաբար կոնդենսատորի վրա և ուժեղարարի ելքում լարումները կփոփոխվեն գծային օրենքով: K բանալու փակ վիճակում կոնդենսատորը լիցքաթափվում է բանալու փոքր դիմադրությամբ Մեծ մուտքային դիմադրությամբ օժտված են ինտեգրալ գործառական ուժեղարարները, այդ պատճառով գեներատորում նպատակահարմար է օգտագործել ԻԳՈՒ: Ku = 1 պայմանը ապահովվում է վերջինիս լարման կրկնիչի սխեմայով միացմամբ:

Բացասական հետադարձ կապով գեներատորի սկզբունքային սխեման բերված է նկ.8.29,բ - ում: Այն ինտեգրող ուժեղարար է, որի մուտքում միացված է հաստատուն լարման E աղբյուրը: Գեներտորի ռեժիմ ապահովելու նպատակով ԻԳՈՒ-ի մուտքում միացվում է K1, կամ հետադարձ կապի շղթայում` K2 էլեկտրոնային բանալին:

Բանալին որոշակի հաճախությամբ միացվում և անջատվում է: K1 բանալու կիրառման դեպքում, բանալու անջատված վիճակում սխեման աշխատում է ինտեգրող ուժեղարարի ռեժիմում, և ելքային լարումը փոփոխվում է գծային օրենքով (U_ե = - Et / CR): K1-ի միացված վիճակում C-ն լիցքաթափվում է K1-ով և ԻԳՈՒ-ի ելքային դիմադրությունով: Ելքային լարումը նվազում է էքսպոնենտի օրենքով:  K2 բանալու կիրառման դեպքում սխեման աշխատում է ինտեգրող ուժեղարարի ռեժիմում բանալու բաց վիճակում, և C-ն լիցքաթափվում է  K2 - ի փակ վիճակում:

ԻԳՈՒ-ով կառուցված գծային փոփոխումով լարման գեներատորն ապահովում է շատ փոքր ոչ գծայնության գործակից (Kոչգ < 0,01) և լարման տեսքի վրա բեռի փոփոխության ազդեցություն:

Դրական հետադարձ կապով գծային փոփոխումով լարման գեներատորի էլեկտրական սխեման պատկերված է նկ.8.30,ա -ում: C կոնդենսատորը միացված է ԻԳՈՒ-ի հետադարձ կապի շղթային: Բանալին կառուցված է երկբևեռ VT1 տրանզիստորով: R4-ով իրականացվում է դրական, իսկ R2-ով՝ բացասական հետադարձ կապ: Գեներատորի թողարկումը կատարվում է բացասական իմպուլսով VT1-ի միջոցով: Այդ իմպուլսի բացակայության դեպքում VT1-ը բաց է և հագեցած: Տրանզիստորի կոլեկտոր-էմիտեր փոքր դիմադրության շնորհիվ կոնդենսատորը չի կարող լիցքավորվել, և  դրա վրա լարումը հավասար է տրանզիստորի վրա հագեցման փոքր լարմանը: Երբ տրվում է թողարկող բացասական  իմպուլսը, տրանզիստորը  փակվում է, և կոլեկտոր- էմիտեր դիմադրությունը մեծանում  է: C-ն սկսում է լիցքավորվել i_C = i₁ + i₂ հոսանքով: U_C-ն աճում է, իսկ   հոսանքը նվազում է: U_C-ի աճը հանգեցնում է   աճի: Վերջինիս աճը փոխհատուցում է i₁-ի նվազումը, և լիցքավորման i_C = i₁ + i₂ հոսանքը մնում է հաստատուն: Դա նշանակում է, որ U_C-ն աճում է  գծային օրենքով: Քանի որ ԻԳՈՒ-ն աշխատում է բնութագծի գծային մասում, գեներատորի ելքային լարումը նույնպես կփոփոխվի գծային օրենքով:

Որոշենք աշխատանքային քայլի ընթացքում ելքային լարման փոփոխման արտահայտությունը:

ԻԳՈՒ-ի շրջող մուտքի շղթայի հոսանքների համար ունենք`       

Կոնդենսատորի լիցքավորման հոսանքը հավասար է`

 (8.27) - ի մեջ տեղադրելով U_C(t) - ն ըստ (8.26) - ի, և հաշվի առնելով, որ i_C = C(dU_C/dt),  պարզ ձևափոխություններով կստանաք`

Կոնդենսատորի վրա լարման փոփոխությունը կախված է վերջին արտահայտության ձախ մասի երկրորդ բաղադրիչի ռեզիստորների պարամետրերից: 1/R3-R2 R1R4=0, այսինքն` R2R3=R1R4 պայմանի դեպքում: ԻԳՈՒ-ի երկու մուտքերում դիմադրությունների հավասարեցման նպատակով ընտրվում է  R1 = R3  և R2 = R4 և  (8.29)-ը ընդունում է հետևյալ տեսքը`

Ինտեգրելով (8.30) արտահայտությունը կստանանք`

Տեղադրելով U_C-ն համաձայն (8.31)-ի, (8.27)-ի մեջ ելքային լարման համար կստանաք`

Վերջին հավասարումը ցույց է տալիս, որ գեներատորի ելքային լարումը բաղկացած է երկու բաղադրիչներից`  գծային փոփոխվող (kt) և հաստատուն (E₀R2/R1): Հաստատուն բաղադրիչն ապահովում է լարման սկզբնական ամպլիտուդը (U₀):

Կոնդենսատորի վրա և գեներատորի ելքում լարումների առավելագույն արժեքները ստացվում են աշխատանքային t = t_ա քայլի դեպքում`

Մասնավոր դեպքում, երբ E₀=0 է (R1-ը հողանցվում  է), լարման սկզբնական U₀ արժեքը զրո է: Այդ դեպքում U_C, U_ե, k պարամետրերը կփոփոխվեն հետևյալ օրենքներով՝

Կոնդենսատորի վրա և սխեմայի  ելքում  լարումները  փոփոխվում են դրական բևեռականության գծային փոփոխումով լարման տեսքով (նկ.8.30):

Հաշվարկների ժամանակ տրվում են U_եառ = U_m, t_ա մեծությունները: Հաշվարկը կատարվում է համաձայն (8.36)-ի: R1=R3 ռեզիստորները ընտրվում են ԻԳՈՒ-ի մուտքային դիմադրությունից, 3...5 անգամ փոքր, դրանց անկայունության ազդեցությունը սխեմայի աշխատանքի վրա չեզոքացնելու նպատակով: E₁-ը ընտրվում է հավասար ԻԳՈՒ-ի սնման դրական լարմանը: Կոնդենսատորի վրա  U_Cառ լարումը պետք է մեծ լինի  բաց տրանզիստորային բանալու կոլեկտոր - էմիտեր հագեցման լարումից: U_Cառ - ը ընտրվում է 0,3 ... 1,0 Վ միջակայքում: Տրանզիստորը ընտրվում է փոքր կոլեկտոր - էմիտեր հագեցման լարումով  կամ այն փոքրացվում է բանալու սխեմայի բարդացումով (օրինակ օգտագործելով երկտրանզիստորային բանալիներ): Տեղադրելով վերոհիշյալ պարամետրերը (8.35), (8.36) արտահայտությունների մեջ հաշվվում է C-ն, և  R2-ը (R4=R2):

Աշխատանքային քայլի t_ա տևողությունը որոշվում է թողարկող իմպուլսների միջև ընկած ժամանակահատվածով, իսկ հետադարձ քայլի t_հ տևողությունը` թողարկող իմպուլսի տևողությամբ: Փոխելով բանալին p-n-p տրանզիստորով և ընտրելով E<sub>1</sub>< 0, կստանանք բացասական բևեռականության գծային փոփոխումով լարում: Այդ դեպքում աշխատանքային քայլի տևողությունը կորոշվի թողարկող իմպուլսի տևողությամբ, իսկ հետադարձ քայլի տևողությունը` իմպուլսների միջև ընկած ժամանակահատվածով: 

U₀ ≠ 0 երկբևեռ գծային փոփոխումով լարում ստանալու համար E₀ - ն ընտրվում է U_C=0 դեպքում (նկ.8.30): U_C=0 դեպքում (գծային փոփոխումով լարման սկզբնակետ) համաձայն (8.34)-ի 

t = t_ա  պահին  (8.34) - ում E₀ - ի տեղադրումից  ռեզիստորների հարաբերության համար կունենանք`

դեպքում  (8.36) -ից կստանանք`

Սխեմայի հաշվարկի համար տրվում են U_m և t_ա  պարամետրերը: Տարրերի հաշվարկը կատարվում է հետևյալ հաջորդականությամբ: Վերը նշված եղանակով ընտրվում են U_Cառ, R1=R3:  պարամետրերը: (8.37) -ից որոշվում են R2=R4 և R2/R1 մեծությունները: E₀ -ն հաշվում են` օգտվելով (8.37)-ից տեղադրելով R2/R1-ը: Ստացված E₀ -ն ապահովում են ԻԳՈՒ-ի սնման լարման աղբյուրից լարման բաժանիչի միջոցով: Կոնդենսատորի ունակությունը հաշվում են (8.36)-ից:

Բացասական հետադարձ կապով փոխհատուցումով լարման գծային փոփոխումով գեներատորի էլեկտրական սխեման բերված է (նկ.8.31)-ում: C Կոնդենսատորը միացված է ԻԳՈՒ-ի հետադարձ կապի շղթային: Բանալին  երկտրանզիստորային օպտրոնային բանալի է

 (DA1,DA2): ԻԳՈՒ-ի մուտքին տրվում է E հաստատուն լարումը: Բանալին կառավարվում է գեներատորի թողարկող Uթ իմպուլսներով: Uթ իմպուլսների բացակայության դեպքում օպտրոնների լուսադիոդները փակ են, դրանք լուսային հոսք չեն ճառագայթում: Ֆոտոտրանզիստորները փակ են, կոլեկտոր-էմիտեր դիմադրությունները շատ մեծ են, սխեման աշխատում է ինտեգրող ուժեղարարի ռեժիմում և ձևավորվում է ելքային գծային փոփոխումով լարման U_ե = - (E/RC)∙t_ա աշխատանքային քայլը: Uթ իմպուլսների կիրառման դեպքում լուսադիոդները բացվում են և ճառագայթում են լույսային քվանտներ: Ֆոտոտրանզիստորները բացվում են` հագենում: C-ն լիցքաթափվում է հագեցված ֆոտոտրանզիստորների փոքր դիմադրություններով: Ձևավորվում է ելքային լարման հետադարձ քայլը t_հ տևողությամբ: Բանալիում երկու օպտրոնների oգտագործումը վերացնում է տրանզիստորների բաց վիճակում մնացորդային լարումների և փակ վիճակում ջերմային հոսանքների ազդեցությունները: Դրանք տրանզիստորներում ունեն հակառակ ուղղություն և իրար փոխհատուցում են:

>>

8.4.3. Լարման լայնաիմպուլսային մոդուլացումով գեներատոր  

Գծային փոփոխումով լարման գեներատորներին զուգընթաց մեծ կիրառություն են գտել եռանկյունաձև և ուղղանկյուն իմպուլսների տևողության կառավարումով (լայնաիմպուլսային մոդուլացումով) գեներատորները:

Ինքնատատանման ռեժիմում աշխատող եռանկյունաձև իմպուլսների գեներատորի սխեման բերված է նկ. 8.32,-ում:

Այն բաղկացած է DA1 ԻԳՈՒ-ով կառուցված Շմիտտի տրիգերից և DA2-ով` ինտեգրող շղթայից: DA1-ի ելքը միացված է DA2-ի մուտքին, իսկ DA2-ի ելքը` DA1-ի մուտքին (U_մ1 = U_ե2): DA2-ը ինտեգրում է տրիգերի ելքային լարումը հետևյալ օրենքով`

(8.38)-ը ցույց է տալիս, որ գեներատորի  ելքային լարումը ըստ ժամանակի փոփոխվում է  գծային օրենքով: դեպքում այն աճում է   իսկ

Սովորաբար, ԻԳՈՒ-ի ելքային լարման առավելագույն արժեքները բացարձակ արժեքով հավասար են  հետևաբար գեներատորի ելքային լարումը ունի եռանկյան տեսք:

Որոշենք գեներատորի ելքային լարման U_m ամպլիտուդի և T  պարբերության արժեքները:    U_m-ը  որոշվում է տրիգերի շեմային լարումների (նկ.8.33 )

 արժեքներով և հավասար է`

Ելքային լարումը 0 - ից t₁ միջակայքում (T/2)  հավասար է`            

Վերջին արտահայտությունից ելքային լարման կրկնման պարբերության համար կստանանք`   

Հաշվարկների ժամանակ U_m - ը և  T- ն տրվում են: Տեղադրելով (8.34) -ի մեջ U_m -ի և ընտրված ԻԳՈՒ-ի սնման լարման արժեքները` R1-ը ընտրում են (3փ5 անգամ փոքր ԻԳՈՒ-ի մուտքային դիմադրությունից), R2-ը հաշվում: Այնուհետև (8.40)-ում տեղադրվում են R1, R2, T մեծությունները և ընտրելով R=R1, հաշվում են C- ն:

Նշենք, որ սխեմայի ելքում բացի եռանկյունաձև իմպուլսներից, ձևավորվում են նաև ուղղանկյուն իմպուլսներ (U_ե1):      

Լայնաիմպուլսային մոդուլացումով լարման գեներատորի սխեման բերված է նկ.8.33-ում: Այն կառուցված է եռանկյունաձև  իմպուլսների լարման գեներատորի սխեմայի ելքում գումարող տրիգերի միացումով: Գումարող տրիգերի (DA3) չշրջող մուտքին կիրառվում են եռանկյունաձև իմպուլսների լարման գեներատորի ելքային U_ե2 և կառավարող U_կ լարումները:

Գումարող տրիգերի շեմային դրական և բացասական լարումները որոշվում են հետևյալ հավասարումներով՝

Եռանկյունաձև իմպուլսների գեներատորի ելքում լարման U_ե2< U₁ արժեքի դեպքում տեղի ունի ելքային տրիգերի անցում  վիճակից  վիճակին, և ձևավորվում է դրական ելքային իմպուլսը (նկ. 8.33): Վերջինիս ձևավորումը վերջանում է եռանկյունաձև իմպուլսի բացասական և փոքր U₂ արժեքի դեպքում: Կառավարող լարումը կարող է լինել ինչպես դրական, այնպես էլ բացասական: Ելքային իմպուլսի (t_ի) տևողության նվազագույն և առավելագույն արժեքները սահմանափակվում են գումարող տրիգերի փոխանջատման արագությամբ: Այդ պատճառով հաճախ ԻԳՈՒ-ի փոխարեն օգտագործում են լարման կոմպարատորներ: Նկ.8.33-ում ազդանշանները գծված են   

պայմանի դեպքում: Փոփոխելով U_կ լարումը՝ կարող ենք փոփոխել U₁, U₂ մեծությունները, հետևաբար՝ ելքային իմպուլսի տևողությունը, և այս է պատճառը, որ գեներատորը կոչվում է լայնաիմպուլսային մոդուլացումով:

>>

8.4.4. Գծային փոփոխումով հոսանքի գեներատոր

Էլեկտրոնային մի շարք սարքերում, մասնավորապես էլեկտրոնաճառագայթային խողովակներում, էլեկտրոնային ճառագայթի տեղաշարժը կառավարվում է էլեկտրամագնիսական դաշտի միջոցով: Որոշակի նպատակով ճառագայթի տեղաշարժը, հետևաբար և մագնիսական դաշտը, պետք է փոփոխվեն գծային օրենքով: Այդ խնդիրը լուծվում է ճառագայթի շեղման փաթույթով գծային փոփոխումով հոսանքի իմպուլսների անցկացման միջոցով: Գծային փոփոխումով հոսանքի իմպուլսներ ձևավորվում են համապատասխան գեներտորների միջոցով:

Որոշենք շեղման փաթույթին կիրառվող լարման և հոսանքի փոփոխման օրենքները, որոնց դեպքում փաթույթով հոսում է գծային փոփոխումով հոսանք: Այդ նպատակով դիտարկենք նկ. 8.34-ում բերված փաթույթի համարժեք սխեման: Այն բաղկացած է փաթույթի L ինդուկտիվությունից, փաթույթում ակտիվ կորուստներով պայմանավորված R_L դիմադրությունից և C միջգալարային ունակությունից: R-ը միացվում է ինդուկտիվությանը զուգահեռ անցողիկ պրոցեսների տևողության փոքրացման նպատակով: Սկզբում որոշենք Uգ լարումը, որն ապահովում է փաթույթով i_L=k_it գծային փոփոխումով հոսանք« որտեղ k_i-ն հոսանքի փոփոխման արագությունն է: Համարժեք սխեմայից  Uգ լարումը որոշվում է հետևյալ հավասարումով՝

Վերջին հավասարումը ցույց է տալիս, որ փաթույթով գծային փոփոխումով հոսանք ձևավորելու համար փաթույթին պետք է կիրառել սեղանաձև լարում (նկ.8.34,բ), ընդ որում հոսանքի ձևավորման առաջին պահին (t₀) այն պետք է թռիչքաձև ընդունի k_iL արժեքը և այնուհետև աճի k_iR_L արագությամբ:

Որոշենք iգ հոսանքի տեսքը: Համարժեք սխեմայից այդ հոսանքի համար կարող ենք գրել հետևյալ արտահայտությունը՝ i_գ=i_C +i_R+i_L:  

C-ով հոսանքը հավասար է ՝

որտեղ ՝ միավոր ֆունկցիա է:

Տեղադրելով iգ-ի մեջ հոսանքների արտահայտությունները՝ կստանանք                 

Այս հավասարումը ցույց է տալիս, որ iգ հոսանքն ունի բավականին բարդ տեսք: Սկզբնական պահին այն պետք է փոփոխվի միավոր ֆունկցիայի տեսքով (թռիչք, որի տևողությունը ձգտում է զրոյի), այնուհետև t > t₀ արժեքների դեպքում հոսանքը որոշվում է հաստատուն բաղադրիչի և գծային փոփոխումով բաղադրիչի գումարով (նկ8.34,բ): Գործնականում նշված տեսքի հոսանքի ձևավորումը բացառված է` կախված միավոր ֆունկցիայի իրականացման հետ: Այդ պատճառով ձևավորվող հոսանքը ակնթարթային թռիչքը չի պարունակում, որի պատճառով հոսանքի փոփոխման օրենքը սկզբնամասում տարբերվում է գծային օրենքից: Այդ տարբերությունը կախված է C-ի մեծությունից, և այն պետք է հնարավորին չափ փոքրացնել:

Փաթույթի համարժեք սխեման պարունակում է LC տատանողական շղթա և հետադարձ քայլի ընթացքում անցողիկ պրոցեսները կարող են ընթանալ տարբեր ռեժիմներով (տատանողական, ապերիոդիկ, կրիտիկական): Գործնական սխեմաներում ցանկալի է ունենալ կրիտիկական ռեժիմ, որի համար փաթույթի պարամետրերը հաշվվում են հետևյալ պայմաններից՝  

Այսպիսով եզրակացնում ենք, որ փաթույթով գծային փոփոխումով հոսանք ձևավորելու համար կարող է օգտագործվել երկու եղանակներից որևէ մեկը: Եղանակներից մեկում փաթույթին կիրառվում է Uգ լարումը գծային փոփոխումով լարման գեներատորից, որի ներքին դիմադրությունը շատ փոքր է և պետք է բավարարի Rգ<<Uգm/Iգm պայմանին: Վերջինիս ապահովելու նպատակով լարման գծային փոփոխումով գեներատորի ելքում միացվում է ԻԳՈՒ-ի կիրառումով լարման կրկնիչ: Երկրորդ եղանակի դեպքում փաթույթին կիրառվում է iգ տեսքի հոսանք շատ մեծ ներքին դիմադրությամբ գեներատորից: Ներքին դիմադրությունը պետք է բավարարի Rգ >>Uգm / Iգm պայմանին:

Գործնականում կիրառվում է առաջին եղանակը: Նշենք, որ փաթույթի պարամետրերի արտաքին գործոններից փոփոխման պատճառով գծային փոփոխման հոսանքի գեներատորում ոչ գծայնության գործակիցն ավելի մեծ է լարման գեներատորի նույն գործակցից:

>>

Ստուգողական հարցեր

1. Որո՞նք են  գեներացիայի առաջացման պայմանները:

2. Ինչպե՞ս են դասակարգվում գեներատորները:

3. Հարմոնիկ տատանումների գեներատորներում ուժեղարարի հետադարձ կապի շղթայում ինչպի՞սի շղթաներ են միացվում:

4. Հարմոնիկ տատանումների ինչպի՞սի գեներատորներ գիտեք:

5. Ինչպե՞ս է ապահովվում RC գեներատորի ելքային ազդանշանի անհրաժեշտ հաճախությունը:

6. Ի՞նչ սխեմայով է ապահովվում RC գեներատորի ելքային լարման ամպլիտուդի կայունությունը:

7. Ի՞նչ չափանիշերից ելնելով են ընտրվում ԻԳՈՒ-ները հարմոնիկ տատանումների գեներատորներում:

8. Ի՞նչ չափանիշերից ելնելով են ընտրվում ԻԳՈՒ-ները ուղղանկյուն իմպուլսների գեներատորներում:

9. Թվարկել ուղղանկյուն իմպուլսների գեներատորների աշխատանքային ռեժիմները:

10. Բացատրել տրամաբանական տարրերով ինքնատատանման ռեժիմում աշխատող ուղղանկյուն իմպուլսների գեներատորի սխեման:

11. Ինչպե՞ս է կարգավորվում տրամաբանական տարրերով ինքնատատանման ռեժիմում աշխատող ուղղանկյուն իմպուլսների գեներատորի ելքային իմպուլսների տևողությունը:

12. Բացատրել տրամաբանական տարրերով սպասման ռեժիմում աշխատող ուղղանկյուն իմպուլսների գեներատորի սխեման:

13. Որոշել սպասող ռեժիմում աշխատող ուղղանկյուն իմպուլսների գեներատորի ելքային իմպուլսների տևողությունը:

14. Ո՞րն  է կոմպարատորով ուղղանկյուն իմպուլսների գեներատորի առավելությունը ԻԳՈՒ-ներով գեներատորների համեմատ:

15.Գծել Շմիտտի  տրիգերով ուղղանկյուն իմպուլսների գեներատորի սխեման և բացատրեք աշխատանքը:

16. Գծել կոմպարատորներով չորս տարբեր ժամանակային հապաղումներով գեներատորի սխեմա:

17. Ինչպե՞ս է տրամաբանական տարրերով ուղղանկյուն իմպուլսների գեներատորում ապահովվում իմպուլսի և դադարի հավասար տևողություններ:

18. Ինչպե՞ս է տրամաբանական տարրերով ուղղանկյուն իմպուլսների գեներատորում ապահովվում իմպուլսի և դադարի անհավասար տևողություններ:

19. Գծել տրամաբանական տարրերով ուղղանկյուն իմպուլսների գեներատորի արագագործ սխեմա:

20. Ի՞նչպես է ընտրվում սպասող ռեժիմում աշխատող տրամաբանական տարրերով ուղղանկյուն իմպուլսների գեներատորի ելքային իմպուլսի ամպլիտուդը:

21. Գծել մեկ սնման աղբյուրով կոմպարատորով ուղղանկյուն իմպուլսների գեներատորի սխեմա:

22. Տրամաբանական տարրերով ուղղանկյուն իմպուլսների գեներատորներում որ՞ ն է դիոդի միացման անհրաժեշտությունը:

23. Թվարկել գծային փոփոխումով լարման պարամետրերը:

 24. Բացատրել գծային փոփոխումով լարման  ձևավորման սկզբունքը:

25. Գծել տրանզիստորով հոսանքի կայունարարով գծային փոփոխումով լարման գեներատորի սխեման:

26. Բացատրել բացասական հետադարձ կապով փոխհատուցումով գծային փոփոխումով լարման գեներատորի սխեման:

27. Ինչպե՞ս է ձևավորվում եռանկյունաձև իմպուլսներ:

28. Գծել ԻԳՈՒ-ով լայնաիմպուլսային մոդուլացումով լարման գեներատորի սխեման:

30. Բացատրել գծային փոփոխումով հոսանքի ստացման սկզբունքները:

31. Թվարկել գծային փոփոխումով լարման և հոսանքի կիրառության մի քանի բնագացառներ:

>>

ԳԼՈՒԽ 9. ԹԱՅՄԵՐՆԵՐ

Թայմեր կոչվում է ճշգրիտ ժամանակահատված ձևավորող շղթան: Թայմերները արտադրվում են ինտեգրալ միկրոսխեմայի տեսքով և կարող են ձևավորել միկրովայրկյաններից մինչև ժամեր տևողության ժամանակահատվածներ (հապաղումներ): Մեծ կիրառություն են գտել միատակտ՝ КР1006ВИ1 (NE555) և բազմատակտ (ծրագրվող)՝ XR2240 թայմերները:

9.1. Միատակտ թայմեր

Միատակտ КР1006ВИ1 մակնիշի թայմերի սխեման և աշխատանքը բացահայտող գրաՖիկները բերված են նկ. 9.1ա,բ-ում համապատասխանաբար: Թայմերը բաղկացած է աշխատանքային բարձր շեմային U₂ մակարդակով DA1 և ցածր շեմային U₁ մակարդակով DA2 կոմպարատորներից, չհամաժամանակեցված RS տրիգերից (DD1),VT1,VT2 տրանզիստորներով կազմված B դասում աշխատող երկտակտ հզորության ուժեղարարից և բաց կոլեկտորով միացված VT3 տրանզիստորից:

Կոմպարատորների սևեռված շեմային Uշ =2U/3 և U₁=U/3 լարումները տրվում են սնման U լարման աղբյուրից  R1=R2=R3=5կՕմ ռեզիստորներից կազմված լարման բաժանիչով: DD1 տրիգերն (RS) ունի լրացուցիչ շրջիչ (E₀) մուտք, որին բարձր մակարդակի կիրառման դեպքում սխեմայի աշխատանքը թույլատրված է, իսկ ցածր մակարդակի դեպքում` արգելված: Թայմերի 5 ելուստը, որը  դուրս է բերված լարման բաժանիչից,  օգտագործվում է կոմպարատորների շեմային լարումների փոփոխման համար, եթե դրա անհրաժեշտությունը կա: Արտաքին աղմուկներից խուսափելու նպատակով այդ ելուստը միացվում է սխեմայի ընդհանուր ելուստին (1) 0,01մկՖ ունակությամբ (C2): Թայմերի U սընման լարումը կարող է փոփոխվել 5…15Վ տիրույթում: Ելքային դիմադրությունը 10 Օմ է: Լարման  ցածր մակարդակը ելքում՝             իսկ բարձր մակարդակը՝   Բեռով ապահովվում է մինչև 200մԱ հոսանք, ինչը հնարավորություն է տալիս միացնելու ելքում փոքր հզորության էլեկտրամագնիսական ռելե:

Թայմերի ելքային լարումը, կախված մուտքերին տրված ազդանշաններից (նկ.9.1), բերված է աղյուսակ 9.1-ում:: 

Աղյուսակ 9.1.   Թայմերի աշխատանքային աղյուսակը

Թայմերները մեծ կիրառություն  են գտել իմպուլսային մի շարք ձևափոխիչներում: Դիտարկենք դրանցից մի քանիսը:

>>

9.2. Միատակտ թայմերների կիրառությունները

9.2.1.Ուղղանկյուն իմպուլսների գեներատոր  ինքնատատանման ռեժիմում

Թայմերը ինքնատատանման ռեժիմում ուղղանկյուն իմպուսների գեներատոր աշխատեցնելու նպատակով արտաքինից միացվում է Ժամանակահատված ձևավորող R1, R2, C1 շղթան (նկ.9.2,ա): Թայմերի աշխատանքը թույլատրող 4 ելուստին կիրառվում է E₀ =+U սնման լարումը: C1 - ի լիցքավորումը իրականացվում է R1 + R2 դիմադրությամբ, երբ VT3-ը փակ է, իսկ լիցքաթափումը` R2 –ով VT3-ի բաց վիճակում:

Դիտարկենք գեներատորի աշխատանքը t = 0 պահից, երբ միացվում է սնման լարումը: Այդ պահին C1-ը լիցքավորված չէ, հետևաբար  Uc1(0) < U/3: Համաձայն աղյուսակ 9.1-ի U_ե =1 և VT3-ը փակ է: C1-ը սկսում է լիցքավորվել (R1+R2) - ով U լարումից: t₁ պահին կոնդենսատորի վրա լարումը աճելով հավասարվում է շեմային լարման U₂ = 2U/3 բարձր մակարդակին: Թայմերը անցնում է U_ե=0 վիճակի, իսկ VT3-ը բացվում հագենում է: Սկսվում է C1-ի լիցքաթափումը բաց VT3-ով և R2-ով: t₂ պահին կոնդենսատորի լարումը հավասարվում է թայմերի  շեմային լարման ցաձր U₁=U /3 մակարդակին: Թայմերի վիճակը փոխվում է, անցնում է U_ե =1 արժեքին, և VT3-ը փակվում է: Սխեման վերադառնում է այն վիճակին, որից սկեսել ենք դիտարկումը: Նկարագրված գործընթացները պարբերաբար կրկնվում են, և ելքում ձևավորվում են ուղղանկյունաձև իմպուլսներ: 

Իմպուլսների տևողությունը որոշում ենք` օգտվելով  (8.11) արտահայտությունից, տեղադրելով Uc( t<sub>3</sub> - t<sub>2</sub> ) = Uc(tի) = 2U/3, Uc(0) = U/3, Uc(∞) = U: Արդյունքում կստանանք `

Ելքային իմպուլսների դադարի tդ տևողությունը որոշվում է 

արժեքների դեպքում `

Իմպուլսների կրկնման հաճախությունը կլինի

Մասնավոր դեպքում, երբ անհրաժեշտ է որ իմպուլսի և դադարի տևողությունները լինեն իրար հավասար, R1-ը միացվում է C1-ին առանց R2-ի : Այդ դեպքում կստանանք` t_ի = t_դ = 0,7 R1C1:        

Հաշվարկների ժամանակ t_ի, t_դ մեծությունները տրվում են R1,R2,C1 մեծություններից մեկը ընտրվում է, մնացածները հաշվում են` օգտվելով  (9.1), (9.2) հավասարումներից:

Դիտարկված սխեմայի թերությունն այն է, որ իմպուլսների լցման γ գործակիցը սահմանափակվում է 0,5-ից 1 սահմաններով: Այդ գործակիցը որոշվում է հետևյալ արտահայտությամբ`

Իմպուլսների լցման գործակիցն ունի 0,5 արժեքը միայն  R1=0 դեպքում: Սակայն դա կբերի մուտքային ազդանշանի աղբյուրի կարճ միացման, երբ VT3-ը բաց է: 

Թայմերի նկ.9.2,գ-ում բերված միացման սխեմայի դեպքում այն ապահովում է լցման գործակցի արժեքներ 0 ≤ γ ≤ 1 միջակայքում: R1-ին զուգահեռ միացված է VD1 դիոդը: Սխեմայում C1-ը լիցքավորվում է R2 -ով ու բաց VD1-ով, և լիցքաթափվում է R1-ով, ինչպես նախորդ սխեմայում (նկ.9.2,ա): VD1-ի ադեցությունը ժամանակահատվածների ձևավորման վրա վերացնելու նպատակով R1 -ին հաջորդաբար միացվում է VD2 դիոդը: Դիոդների վրա լարման անկումների պատճառով  t_ի և t_դ ժամանակահատվածները գերազանցում են նախորդ սխեմայի նույն պարամետրերը:

Իմպուլսների լցման գործակիցը վերջին սխեմայում կլինի`

>>

9.2.2. Ուղղանկյուն իմպուլսների գեներատորը սպասման ռեժիմում

Թայմերի միացման սխեման սպասող ուղղանկյուն իմպուլսների  գեներատորի ռեժիմում բերված է նկ.9.3-ում: Այստեղ  2 ելուստը օգտագործվում է գեներատորի թողարկման նպատակով: Ժամանակահատված ձևավորողը RC1 շղթան է: Սպասման վիճակում 2-ին կիրառվում է U_կ > U /3 լարում (նկ.9.3,բ): VT2,VT3–ը բաց են հագեցված, VT1-ը` փակ: Ելքային լարումը զրո է, և C1-ի լիցքավորումն արգելված է: Սխեմայի վիճակը չի կարող փոփոխվել: 

Երբ t₁ պահին տրվում է կառավարող  U_կ < U/3 կարճատև իմպուլս VT2, VT3 տրանզիստորները փակվում են, VT1-ը` բացվում: Թայմերի ելքում  հաստատվում է բարձր մակարդակ: Այժմ VT3-ը փակ է, դրա կոլեկտոր-էմիտեր դիմադրությունը շատ մեծ է, հետևաբար սկսվում է C1-ի լիցքավորումը R-ով U-ից: Երբ C1-ի վրա լարումը հավասարվում է U₂ = 2U/3 շեմային լարմանը, DA2 կոմպարատորը շրջվում է, որը բերում է տրիգերի վիճակի փոփոխման և սկզբնական վիճակի վերականգնման: Նորից VT1-ը փակվում է, իսկ VT2, VT3 տրանզիստորները՝ բացվում են: Թայմերի ելքում հաստատվում է ցածր մակարդակ: C1-ը արագ լիցքաթափվում է VT3-ի կոլեկտոր-էմիտեր փոքր դիմադրությամբ: Վերականգնվում է թայմերի սպասող  վիճակը, և այն  պահպանվում է մինչև հաջորդ թողարկող իմպուլսի կիրառումը:

Եթե ելքային իմպուլսի ձևավորումը պետք է ինչ-որ պատճառով ընդհատել, ապա 4 մուտքին տրվում է ցածր մակարդակի լարում: Հակառակ պարագայում 4-ը միացվում է սնման լարմանը:

Այսպիսով, դիտարկված սխեմայում թայմերի մուտքին տալով կարճատև իմպուլս՝ ելքում ձևավորվում է որոշակի տևողության դրական իմպուլս: Այդ իմպուլսի տևողությունը որոշվում է (8.11) արտահայտությունից՝ հաշվի առնելով, որ Տեղադրելով (8.11)-ի մեջ U_C1-ի արժեքը՝ ելքային իմպուլսի տևողության համար կստանանք հետևյալ արտահայտությունը՝

Տրված t_ի մեծությունը ապահովվում է R,C1 տարրերից մեկի ընտրումով և մյուսի հաշվումով: R-ի փոփոխման սահմանները պայմանավորված են VT3-ի հոսանքով և կարող են ընտրվել 1կՕմ…10ՄՕմ միջակայքում: Ելքային իմպուլսի նվազագույն տևողությունը պայմանավորված է թայմերի արագագործությամբ և մոտ է 10մկվ մեծությանը: Առավելագույն տևողությունը սահմանափակվում է C1-ի թույլատրելի չափսերով: Գեներատորի թողարկումը կարող է իրականացվել 2 մուտքին ցածր մակարդակ կիրառելով« կամ թողարկող իմպուլսի բարձր մակարդակից ցածրին անցման ճակատով (դիֆերենցող շղթայի միացումով):

Ելքային իմպուլսի տևողությունը հաստատուն RC1 արժեքի դեպքում կարող է կարգավորվել 5 մուտքին փոքր դիմադրությամբ լարման աղբյուրից U₅ լարման կիրառումով: Այդ դեպքում իմպուլսի տևողությունը որոշվում է նույն (8.11)-ից այն տարբերությամբ, որ C1-ի վրա լարումը t_ի պահին ունի U_C1(t_ի) =U₅ արժեքը: Հաշվի առնելով դա իմպուլսի տևողության համար՝ կստանանք հետևյալ արտահայտությունը՝

Ընտրելով U₅-ի արժեքը՝ ստանում ենք պահանջվող տևողությունը:

Թայմերը կարող է աշխատել նաև Շմիտտի տրիգերի ռեժիմով: Այդ նպատակով 2 և 6 մուտքերը միացվում են իրար, և տրվում է կամայական օրենքով փոփոխվող լարում: Սխեմայի ելքում ձևավորվում է ուղղանկյուն իմպուլս: Տրիգերի աշխատանքի շեմային լարումները կլինեն U/3 և 2U/3 մեծությունները, իսկ հիստերեզիսի մեծությունը՝ U/3: Հիստերեզիսի մեծությունը կարող է փոքրացվել՝ միացնելով 5 և 1 ելուստների միջև լրացուցիչ դիմադրություն:

Դիտարկված թայմերը կառուցված է երկբևեռ տրանզիստորներով: Այն սնման աղբյուրից ծախսում է համեմատաբար մեծ հոսանք (10մԱ): Մուտքային հոսանքները նունպես մեծ են (0,5մկԱ): Այդ պատճառով այն չի կարող օգտագործվել մեծ ժամանակահատվածներ ձևավորելու նպատակով: 15Վ սնման լարման դեպքում R -ի առավելագույն արժեքն է 200կՕմ: C=1մկՖ ունակության դեպքում առավելագույն ժամանակահատվածը չի գերազանցում 0,22վրկ. մեծությունը: Ավելի մեծ ժամանակահատվածներ ձևավորելու համար անհրաժեշտ է մեծացնել C-ի մեծությունը, ինչը բերում է թայմերի գաբարիտների մեծացման: 

NE555 թայմերի անալոգ, կոմպլեմենտար տեխնալոգիայով կառուցված, ICM7555 թայմերը 15Վ սնման լարման դեպքում ծախսում է ընդամենը 0,12մԱ հոսանք: Մուտքային հոսանքը չի գերազանցում 50նԱ մեծությունը: Այս թայմերը R=2գՕմ դեպքում ձևավորում է 2200վրկ (≈ 37րոպե) ժամանակահատված: Կոմպլեմենտար տեխնալոգիայով պատրաստված թայմերի թերությունը` բեռնավորման փոքր ունակությունն է: 

>>

9.3. Բազմատակտ (ծրագրավորվող) թայմեր

Միատակտ թայմերը ապահովում է սևեռված որոշակի ոչ շատ մեծ  ժամանակահատվածների ձևավորում: Ավտոմատ կառավարումով սարքերում պահանջվում է սարքի թողարկումից հետո որոշակի ծրագրով մի շարք իրարից տարբեր ժամանակահատվածների (այդ թվում մեծ) ձևավորում: Այդ նպատակով օգտագործվում է բազմատակտ թայմեր, որի կառուցվածքային սխեման բերված է նկ.9.4 -ում: Այն բաղկացած է միատակտ թայմերից, երկուական հաշվիչից և կառավարման սխեմայից: Բազմատակտ թայմերում իրականացվում է միատակտ թայմերի RC շղթայի ժամանակի հաստատունը երկուական հաշվիչի հաշվման գործակցով բազմապատկում:

 Բազմատակտ թայմերները բաժանվում են երկու խմբի: Առաջին խմբին են պատկանում ծրագրավորվող թայմերները, որոնցում ձևավորվող ժամանակահատվածը տրվում է հաշվիչի ելուստների որոշակի միացումով կամ հաշվիչ մեքենայից տրվող թվային կոդով: Երկրորդ խմբում, թայմերում հաշվիչը ծրագրավորված է միաարժեք որոշակի փոխանցման գործակցով:

Մեծ կիրառություն է գտել  XR2240 մակնիշի թայմերը, որի պարզեցված սխեման բերված է նկ.9.5-ում: Այն բաղկացած է միատակտ թայմերից (R1,R2,R3,DA1,DA2.T0,VT1,VT2), երկուական հաշվիչից (T1...T8, VT4. ..VT12) և կառավարող տրիգերից (T9): Հաշվիչը և կառավարող տրիգերը (T1...T9) սնվում են ներքին լարման պարամետրական կայունարարից (R4,VD1,VT3): Միատակտ թայմերն ունի КР1006ВИ1 մակնիշի թայմերի կառուցվածքը: R1, R2, R3 լարման բաժանիչը DA1, DA2 կոմպարատորների մուտքերում ապահովում է 3U/4 և U/4 շեմային լարումները: Միատակտ թայմերի ուժեղարարի VT1 տրանզիստորը ծառայում է ժամանակահատված ձևավորող R_tC_t շղթայի կոնդենսատորի լիցքավորման և լիցքաթափման կառավարմանը: VT2-ի կոլեկտորի 14 ելուստը միացվում է 15-ին՝ R5=20կՕմ դիմադրության միջոցով: Երկուական հաշվիչի կարգային ելքեր ծառայում են VT4...VT12 տրանզիստորների կոլեկտորները« որոնց թույլատրելի առավելագույն հոսանքը 5մԱ է: T9 տրիգերը կառավարում է T0...T8 տրիգերների աշխատանքը, T0-ն` T1-ի աշխատանքը: Թայմերը սնվում է U<sub>1</sub>= 4…15Վ լարումից, որից կայունարարի միջոցով ձևավորվում է U<sub>2</sub>=6.3Վ լարում: U<sub>1</sub>=4.5Վ սնման լարման դեպքում կայունարարը չի գործում, ուրեմն 15 և 16 ելուստները պետք է միացնել իրար` հաշվիչի նորմալ աշխատանքը ապահովելու համար: Սնման լարումը միացնելիս հաշվիչի ելքերը զրոյացվում են, եթե 11 և 10 ելուստներում զրոյական լարումներ են:

Թայմերը թողարկվում է կառավարող տրիգերի 11 ելուստին տըրված իմպուլսի դրական ճակատից (նկ.9.6): Զրոյացումը իրականացվում է 10 ելուստին տրված դրական իմպուլսով: U₁₁ թողարկող իմպուլսի բա_ցակայության դեպքում միատակտ թայմերի աշխատանքը արգելված է T9-ից T₀-ին կիրառված լարումով: Երբ տրվում է թողարկող U₁₁ դրական իմպուլսը, գործում է T9 կառավարող տրիգերը« որի ելքային ազդանշանով թույլատրվում է միատակտ թայմերի աշխատանքը, և այն սկսում է աշխատել ինքնատատանման ռեժիմում՝ ելքում ձևավորելով t_ի=R_tC_t տևողության իմպուլսներ (U₁₄): Հաշվիչի ելքի համապատասխան կարգերում (1կ...8կ) ձևավորվում են  նկ. 9.6-ում  պատկերված  տեսքի իմպուլսներ: Թայմերին սկզբնական վիճակի բերելու համար 10 ելուստին կիրառվում է U₁₀ դրական իմպուլսը: Վերջինս T9-ին վերադարձնում է սկզբնական վիճակին, որի ելքային լարումով T₀-ն վերադառնում է ելքում բարձր մակարդակի վիճակին: VT1, VT2 տրանզիստորները բացվում են, իսկ VT4. ..VT12 տրանզիստորները՝ փակվում: C1-ի հետագա լիցքավորումը բացառվում է (VT1-ը բաց է և հագեցված) և միատակտ թայմերը անցնում է սպասող վիճակին: Փաստորեն թայմերում հետադարձ կապի բացակայության դեպքում U₁₁ իմպուլսը կիրառելուց հետո այն աշխատում է իբրև ուղղանկյուն իմպուլսների ինքնատատանվող գեներատոր: Ընդ որում, ելքերում ձևավորվում են տևողության իմպուլսներ (հապաղումներ), որտեղ n=1...8 ելքի կարգի համարն է: 1...8 ելուստների իրար միացումով իրականացվում է «հաղորդալարային» ԿԱՄ տրամաբանական գործողություն: Թայմերի 12 ելուստին արտաքինից կարող է միացվել լարման աղբյուր և այդ դեպքում, ինչպես չծրագրվող թայմերում, հնարավոր է կարգավորել t_ի-ի արժեքը հաստատուն R1C1 -ի դեպքում:

Սպասող ռեժիմում աշխատող ուղղանկյուն իմպուլսների գեներատորի սխեման ծրագրավորվող թայմերի կիրառումով բերված է նկ.9.7, ա -ում: Ժամանակային հապաղում ձևավորող R_tC_t շղթան միացված է նախորդ սխեմայով: Թայմերում R7-ի միջոցով իրականացվում է հետադարձ կապ 1...8 կարգային ելքերի միջոցով, որն ապահովում է հապաղման ժամանակահատվածի ծրագրավորում t_հ=(1.255) R_tC_t տիրույթում: Անհրաժեշտ հապաղում ապահովվում է թայմերի համապատասխան կարգային ելքերը գեներատորի ընդհանուր ելքին միացումով:

Գեներատորը թողարկվում է 11 ելուստին դրական իմպուլսի կիրառումով: Այդ պահին թայմերն անցնում է U_ե ≈ 0 մակարդակին, պահպանում այն ծրագրված t_հ ժամանակահատվածում և այնուհետև անցնում U_ե=1 բարձր մակարդակին: U_ե լարման 0-ից 1 մակարդակի անցումը R7-ով հաղորդվում է 10 ելուստին, որը վերադարձնում է թայմերին սկզբնական սպասող վիճակին:

Ինքնատատանման ռեժիմում աշխատող գեներատորի սխեման  բերված է նկ.9.7,բ-ում: Այն  ապահովում է 10 ^{- 4}Հց ...100կՀց հաճախության և t_ի=R_tC_t տևողության իմպուլսներ: Ելքային U_ե1…U_ե8 իմպուլսների հաճախությունը բազմապատիկ է 1/(2R_tC_t) մեծությանը: Թայմերի կարգային ելքերի միավորումով և իբրև գեներատորի ընդհանուր ելք օգտագործման դեպքում ելքային իմպուլսների հաճախությունը որոշվում  է f=1/(N+1)R_tC_t արտահայտությամբ, որտեղ , իսկ m-ը գեներատորի ընդհանուր ելքին միացված կարգային ելքերի համարներն են: Նվազագույն f=1/256R_tC_t հաճախությունը ստացվում է, երբ բոլոր 1...8 ելքերը՝ միացված են իրար և ծառայում են որպես գեներատորի ելք:

Գեներատորն աշխատում է հետևյալ կերպ: Սնման U լարման միացման դեպքում սկսվում է C1-ի լիցքավորումը R1-ով U-ից: 0.3R1C1> >1.5մկվ ժամանակահատվածում թայմերի 11 մուտքում լարումը հավասարվում է թողարկման լարմանը, և կառավարող տրիգերը թողարկում է ներքին չծրագրվող թայմերը: Թայմերի 1...8 ելքերում ձևավորվում են 1/(2R_tC_t) մեծությանը բազմապատիկ հաճախության պարբերաբար կրկնվող իմպուլսներ: Անհրաժեշտ հաճախության իմպուլսներ ստանալու համար միավորում են համապատասխան ելքերը, և այն միացնում 10 ելուստին` վերջինս անջատելով ընդհանուր կետից (հողից): Այդ ելուստին միացվում է նաև R1-ի ծայրը՝ անջատելով այն U-ից: Օրինակ, եթե միացված են 1, 5, 7 ելուստները, ապա ելքային իմպուլսների հաճախությունը կլինի՝  f=1/(1+1+16+64)R_tC_t:

Սևեռված շեմային Uշ=2U/3 և U₁=U/3 լարումները տրվում են սնման U լարման աղբյուրից R1=R2=R3=5կՕմ ռեզիստորներից կազմված լարման բաժանիչով: DD1 տրիգերն (RS) ունի լրացուցիչ շրջիչ (E₀) մուտք, որին բարձր մակարդակի կիրառման դեպքում սխեմայի աշխատանքը թույլատրված է, իսկ ցածր մակարդակի դեպքում ` արգելված: Թայմերի 5 ելուստը, որը  դուրս է բերված լարման բաժանիչից, օգտագործվում է կոմպարատորների շեմային լարումների փոփոխման համար, եթե դրա անհրաժեշտությունը կա: Արտաքին աղմուկներից խուսափելու նպատակով այդ ելուստը միացվում է սխեմայի ընդհանուր ելուստին (1) 0,01մկՖ ունակությամբ (C2):

>>

Ստուգողական  հարցեր

1. Ո՞րն է թայմերի գործառութը:

2. Ինչպիսի՞ թայմերներ գիտեք:

3. Գծել միատակտ թայմերի սխեման, և բացատրել աշխատանքի սկզբունքը:

4. Ինչպե՞ս կարող եք փոփոխել միատակտ թայմերի ելքային իմպուլսի տևողությունը:

5. Գծել միատակտ թայմերով ինքնատատանման ռեժիմում աշխատող ուղղանկյուն իմպուլսների գեներատորի սխեման իմպուլսների, և դադարի տևողությունների    հավասար արժեքների դեպքում:

6. Գծել միատակտ թայմերով ինքնատատանման ռեժիմում աշխատող ուղղանկյուն իմպուլսների գեներատորի սխեման իմպուլսների, և դադարի տևողությունների անհավասար արժեքների դեպքում:

7. Գծել միատակտ թայմերով սպասող ռեժիմում աշխատող ուղղանկյուն իմպուլսների գեներատորի սխեման:

8. Ի՞նչ է բազմատակտ թայմերը:

9. Ո՞րն է միատակտ և բազմատակտ թայմերների էլեկտրական  սխեմաների տարբերությունը:

10. Ինչպիսի ՞ ազդանշանով են կառավարում բազմատակտ թայմերները:

11. Բացատրել բազմատակտ թայմերի աշխատանքը ինքնատատանման ռեժիմում աշխատող ուղղանկյուն իմպուլսների գեներատորի ռեժիմում:

12. Բացատրել բազմատակտ թայմերի աշխատանքը սպասող  ուղղանկյուն իմպուլսների գեներատորի ռեժիմում:

13. Թվարկել միատակտ և բազմատակտ թայմերի կիրառման մի քանի օրինակներ:

>>

ԳԼՈՒԽ10.

ԵՐԿՐՈՐԴԱՅԻՆ ԷԼԵԿՏՐԱՍՆՄԱՆ ԱՂԲՅՈՒՐՆԵՐ

10.1. Դասակարգումը, կառուցվածքը և պարամետրերը

Երկրորդային  էլեկտրասնման  աղբյուրները (ԵԷՍԱ) էլեկտրոնային սարքեր են, որոնք առաջնային էլեկտրասնման  աղբյուրների էներգիան կերպափոխում են որոշակի հաճախությունով, ամպլիտուդով և կայունությամբ էլեկտրական  էներգիայի:

Առաջնային էլեկտրասնման աղբյուրներ են փոփոխական հոսանքի արդյունաբերական ցանցը, ինքնավար փոփոխական հոսանքի գեներատորները, հաստատուն հոսանքի ակումլյատորները, քիմիական մարտկոցները և այլն:

Առաջնային  էլեկտրասնման  աղբյուրների անմիջական կիրառությունը սահմանափակ է, քանի որ դրանց պարամետրերը չեն համապատասխանում ներկայիս էլեկտրոնային սարքերի պահանջներին, որոնք հիմնականում  բաղկացած են ինտեգրալ միկրոսխեմաներից: Վերջիններիս սնման համար պահանջվում են ցածր մակարդակով հաստատուն լարումներ Ընդ որում լարման շեղումը չպետք  է գերազանցի  նշված մակարդակների Նույնիսկ մի շարք դեպքերում, օրինակ ճշգրիտ անալոգ-թիվ և թիվ-անալոգ ձևափոխիչներում, սնման լարման շեղումը չպետք է գերազանցի (0.1...0.01 )% - ը:

Երկրորդային էլեկտրասնման  աղբյուրները իրականացնում են էլեկտրոնային սարքերի սնման լարման հաճախության, մակարդակի և կայունության անհրաժեշտ արժեքների ապահովում:

Երկրորդային էլեկտրասնման աղբյուրները բաղկացած են մի քանի որոշակի ֆունկցիաներ իրականացնող սարքերից   (նկ.10.1,ա): Դրանք են` մակարդակի համաձայնեցման, հաճախությունների   համաձայնեցման և կայունաւթյան համաձայնեցման սարքերը:

Մակարդակի համաձայնեցման սարքերն օգտագործվում են ինչպես հաստատուն, այնպես էլ փոփոխական լարումները մեկ  մակարդակից մեկ այլ մակարդակի ձևափոխման նպատակով:

Հաճախությունների համաձայնեցման սարքերը բաժանվում են երկու խմբի` ուղղիչներ, որոնք փոփոխական լարումը կերպափոխում են հաստատուն բաղադրիչ պարունակող (բաբախող) լարման, և ինվերտորներ, որոնց միջոցով հաստատուն լարումից ձևավորվում են անհրաժեշտ հաճախությամբ և տեսքով փոփոխական լարումներ:

Կայունության համաձայնեցման սարքերն են` հարթեցնող զտիչները, որոնց միջոցով կայունացվում  են բաբախող լարման (հոսանքի) ակնթարթային արժեքները և կայունարարները, որոնց միջոցով կայունացվում են ելքային լարման (հոսանքի կամ հզորության) միջին արժեքները: Նշենք, որ կախված լրացուցիչ պահանջներից և կիրառվող սխեմատեխնիկական   լուծումներից նշված սարքերի միացման հաջորդականությունը և քանակը կարող են փոփոխվել: Որպես օրինակ նկ.10.1,բ,գ,դ-ում  բերված են արդյունաբերական ցանցի լարումը հաստատուն լարման կերպափոխիչների կառուցվածքային սխեմաներ: Նկ.10.1,բ-ում բերված սխեմայում լարման մակարդակի համաձայնեցումը կատարվում է տրանսֆորմատորի (Տր) հաճախության համաձայնեցումը` ուղղիչի (ՈՒղ), բաբախող լարման ակնթարթային արժեքը` զտիչի (Զ), ելքային լարման միջին արժեքը` կայունարարի (Կ) միջոցով:

Նկ.10.1,գ-ում բերված սխեմայում ցանցային լարումը  Ուղ1 և Զ1 զտիչի միջոցով կերպափոխվում է հաստատուն լարման: Այնուհետև տրանսֆորմատորային ելքով Ի ինվերտորի և Ուղ2 ուղղիչի միջոցով իրականացվում է լարման մակարդակի կայունացում: Ելքային լարման ակնթարթային արժեքը կայունացվում է  Զ2 հարթեցնող զտիչի օգնությամբ: Այս սխեմայում հաստատուն լարման լրացուցիչ կերպափոխումը փոփոխական լարման բարձր հաճախական Ի ինվերտորի միջոցով հնարավորություն է տալիս զգալիորեն փոքրացնել սխեմայի զանգվածը և ծավալը:

Նկ.10.1,դ-ում Երկրորդային սնման աղբյուրը բաղկացած է երկու սարքերից: Դրանք են` ԿՈՒ կառավարմամբ ուղղիչը և զտիչը: Կառավարմամբ ուղղիչն իրականացնում է լարման մակարդակի, հաճախության և լարման միջին արժեքի կայունացման գործողությունները: Զտիչը կայունացնում է ելքային լարման ակնթարթային արժեքը:

Անկախ երկրորդային էլեկտրասնման աղբյուրի կառուցվածքային սխեմայից և սխեմատեխնիկական լուծումներից, դրանք բնորոշվում են հետևյալ էլեկտրական պարամետրերով:

1. Մուտքային և ելքային լարումների U_մն և U_են անվանական (նոմինալ) մակարդակները: 

2. Մուտքային և ելքային լարումների հարաբերական շեղումները անվանական մակարդակներից`               

Որոշ դեպքերում ելքային լարումը որոշելիս առանձին տրվում են բեռով հոսող հոսանքի և սնման լարման անկայունություններից փոփոխման մեծությունները `  

որտեղ ΔU_ե (Iբ) և  ΔU_ե (U_մ) - ելքային և մուտքային լարումների բացարձակ փոփոխություններն են բեռի հոսանքի և մուտքային լարման տրված փոփոխությունների դեպքում:

3. Ելքային հզորության փոփոխության միջակայք`

որտեղ Pբառ., Pբնվ. - ելքային հզորության առավելագույն և նվազագույն արժեքներն են:

4. Մուտքային և ելքային փոփոխական լարումների ամպլիտուդների առավելագույն U_mմ և U_mե արժեքներ: Որոշ դեպքերում այդ մեծությունները տրվում են բաբախման գործակցի միջոցով

որտեղ Umi -ը բաբախման լարման հիմնական հարմոնիկի ամպլիտուդն է:

Երկրորդային սնման լարման աղբյուրի մուտքային փոփոխական լարման փոխանցումը ելքին որոշվում է հարթեցման գործակցով`

Բացի թվարկած պարամետրերից, ԵԷՍԱ-ին կարող են ներկայացվել այլ պայմաններ:

Դիտարկենք ԵԷՍԱ-ի առանձին բաղադրիչները:

>>

10.2. ՈՒղղիչներ

10.2.1. ՈՒղղիչների դասկարգումը և պարամետրերը

Ուղղիչները բաժանվում են երկու խմբի` չկառավարմամբ և կառավարմամբ:

Չկառավարմամբ ուղղիչները կառուցվում են դիոդներով, որոնց վիճակը (դիմադրությունը) պայմանավորված է կիրառված լարման բևեռականությամբ:  

Կառավարմամբ ուղղիչներում օգտագործվում են տրանզիստորներ և տիրիստորներ, որոնց վիճակը (դիմադրությունը) կախված է նաև լրացուցիչ կառավարող ազդանշանից:

Ուղղիչներն ըստ սնման լարման ֆազերի թվի բաժանվում են միաֆազ և եռաֆազ հոսանքի, իսկ ըստ ուղղված կիսաալիքների թվի` միակիսապարբերականի և երկկիսապարբերականի : 

Բացառությամբ այն դեպքերի, երբ սնման միակ աղբյուրը փոփոխական միաֆազ հոսանքի ցանցն է, միջին և մեծ հզորության բեռների սնումը հաստատուն հոսանքով իրականացվում է եռաֆազ ուղղիչներից: Եռաֆազ փոփոխական հոսանքի ուղղիչներն ապահովում են ելքային լարման բաբախման փոքր ամպլիտուդ և մեծ հաճախություն: Արդյունքում հարթեցման զտիչի սխեման պարզեցվում է: Միաժամանակ ուղղիչնեն աշխատում են ըստ հոսանքի ու լարման ոչ մեծ բեռնավորումով:

Փոքր հզորության ԵԷՍԱ - ում կիրառվում են չկառավարմամբ միաֆազ ուղղիչներ, իսկ միջին և մեծ հզորության ԵԷՍԱ - ում` կառավարմամբ եռաֆազ ուղղիչներ:

Ուղղիչների հիմնական պարամետրերն են`

1. Ելքային լարման միջին արժեք

2. Ելքային հոսանքի միջին արժեք

3. Ելքային լարման  բաբախման գործակից

որտեղ U_mi - ն i -րդ հարմոնիկի ամպլիտուդն է:

>>

10.2.2. Չկառավարմամբ  ուղղիչներ

10.2.2.1. Միաֆազ հոսանքի միակիսապարբերական ուղղիչ

Ուղղման պարզագույն սխեման միաֆազ հոսանքի միակիսապարբերական ուղղիչն է (նկ.10.2,ա): Սխեմայում TV1 տրանսֆորմատորն ուղղիչի մուտքային տրանսֆորմատորն է:

Դիտարկենք սխեմայի աշխատանքը`ընդունելով, որ ուղղիչի մուտքում լարումը փոփոխվում է u₂ = U_2msinωt օրենքով և ելքում միացված է ակտիվ R_d բեռը:

u₂ լարման դրական կիսապարբերությունների ընթացքում VD1 դիոդին կիրառված է ուղղիղ լարում (նկ.10.2,բ): Դիոդը բաց է: Տրանսֆորմատորի երկրորդային փաթույթով, դիոդով և բեռով անցնում i₂ =i_դ = i_d  հոսանքը: Բեռի վրա անջատվում է u_d = i_dR_d=u₂ լարումը (բաց դիոդի փոքր դիմադրության վրա լարման անկումով անտեսվում է): u₂-ի բացասական կիապարբերությունների ընթացքում VD1 դիոդին  կիրառված է հակառակ լարում: Դիոդը փակ է: Բեռով հոսանքը և ելքում լարումը  բացակայում են (դիոդով ջերմային հոսանքը անտեսվում է): Արդյունքում բեռով հոսում է միայն մեկ ուղղության` բաբախող i_d հոսանքը, և բեռի վրա ձևավորվում է բաբախող u_d դրական լարումը: Դիոդի միացման ուղղությունը փոխելու դեպքում (նկ.10.2,ա-ում պատկերված է VD2 -ով միացված կետագծերով) այն բացվում է բացասական կիսապարբերությունների ընթացքում, և ելքում ձևավորվում է բացասական բաբախող լարում (նկ.10.2,բ-ում պատկերված է կետագծերով): Բեռի վրա հոսանքի և լարման տեսքերից երևում է, որ դրանք փոփոխվում են 0-ից մինչև I_2m  և U_2m արժեքները:

Ուղղիչների հաշվարկի ժամանակ տրվում են ելքային լարման U_d միջին արժեքը (հոսանքի I_d)  բեռի դիմադրությունը  R_d = U_d /I_d  և մուտքային լարման U₁  գործող արժեքը:

Որոշենք ուղղիչի հիմնական պարամետրերը` վերոհիշյալ մեծությունների միջոցով:

Բեռի վրա լարման միջին արժեքը u₂  լարումից որոշում ենք նկ.10. 2,բ - ից` որպես մեկ պարբերության ընթացքում u<sub>2</sub>- ի միջին արժեք`

(10.9) - ից տրանսֆորմատորի երկրորդային փաթույթի լարման գործող արժեքի համար կստանանք`

Տրանսֆորմատորի տրանսֆորմացիայի գործակիցը, որը u₁ լարումից ձևավորում է u₂ լարումը, կլինի `

Որոշենք տրանսֆորմատորի երկրորդային փաթույթով անցնող հոսանքի գործող արժեքը` 

Բեռով անցնող հոսանքի ամպլիտուդը`                                                                                                                                                                                                                                                                                                                                          

(10.13)-ից տեղադրելով  I_2m - ը   (10.12) - ի մեջ` կստանանք `     

Որոշենք ելքային լարման բաբախման գործակիցը` օգտվելով   Ֆուրյեյի շարքի հետևյալ արտահայտությունից`

Շարքում U_d = (1/π)U_2m - ուղղված լարման  միջին  արժեքն է,  u_d1 = (1/2)U_2msinωt - ելքային լարման առաջին (հիմնական) հարմոնիկն է, u_d2 =(2/3π)U_2mcos2ωt -ն  ելքային լարման երկրորդ  հարմոնիկն է և այլն:

Սխեմայում ելքային լարման հիմնական հարմոնիկի հաճախությունը (բաբախման) հավասար է մուտքային լարման հաճախությանը:  Ելքային լարման  բաբախման գործակիցը որոշվում է հիմնական հարմոնիկի և ուղղված լարման միջին արժեքի հարաբերությամբ և հավասար է`

Ինչպես երևում է վերջին արտահայտությունից, միակիսաբերական ուղղումն ունի բաբախման մեծ գործակից և այդ պատճառով շատ քիչ կիրառություն է գտել:

Դիոդի վրա հակառակ առավելագույն լարումը փակ վիճակում հավասար է` U_դհակ = U_2m = πU_d =3,14U_d :

>>

10.2.2.2.  Միաֆազ հոսանքի երկկիսապարբերական ուղղիչներ

Ուղղիչի պարամետրերը կարող են լավացվել, եթե բեռով հոսանք անցնի մուտքային լարման երկու կիսապարբերությունների ընթացքում: Դա իրականացվում է երկիսապարբերական ուղղիչով (նկ.10.3, ա), որտեղ երկու միակիսապարբերական ուղղիչներ միացված են ընդհանուր բեռին: Ուղղիչում օգտագործվում են մեկ ընդհանուր ելուստով երկու իրար հակափուլ u₂₁ և u₂₂ մուտքային լարումները (նկ.10.3, բ): Ընդհանուր ելուստը դուրս է բերվում (մեծ մասամբ հողանցվում է), այդ պատճառով ուղղիչը կոչվում է տրանսֆորմատորի դուրս բերված միջին կետով երկկիսապարբերական ուղղիչ:

Դիտարկենք ուղղիչի աշխատանքը` օգտվելով  նկ.10.3,բ - ում բերված գրաֆիկներից: 

0 - ից π միջակայքում VD1 դիոդին կիրառված է u₂₁ ուղղիղ , իսկ VD2-ին` u<sub>22</sub> հակառակ լարումները: VD1 -ը բաց է, VD2 -ը` փակ: R_d բեռով անցնում է VD1-ի i₂₁ հոսանքը (փակ VD2-ի ջերմային հոսանքը փոքրության պատճառով անտեսվում  է: Բեռի  վրա ձևավորվում է u_d = = i₂₁R_d լարումը: VD2 դիոդին կիրառված  առավելագույն լարումը  հավասար է U_դհակ = U_22m + U_dm = 2U_22m: 

π - ից 2π միջակայքում VD1-ին կիրառված է հակառակ, իսկ VD2-ին`ուղղիղ լարում: VD1-ը փակվում է, VD2-ը` բացվում: Այժմ բեռով հոսում է VD2-ի i₂₂ հոսանքը: Բեռի վրա ձևավորվում է u_d = i₂₂R_d լարումը: VD1-ին կիրառված գումարային առավելագույն լարումը`  U_դհակ = U_21m+ +U_dm = 2U_21m= 3,14U_d:

Բեռի վրա լարման միջին արժեքը որոշվում է միակիսապարբերական ուղղման սխեմայում լարման միջին արժեքի որոշման եղանակով`

(10.17)-ից U₂ -ի համար կստանանք`

Քանի որ բեռով i_d հոսանքը ձևավորվում է դիոդների հաջորդաբար միացումից, յուրաքնչյուր դիոդով, հետևաբար և տրանսֆորմատորի երկրորդային փաթույթներով հոսում ե ն I₂₁ =I₂₂ =I₂= =I_d/2 հոսանքները:

Դիոդներով և տրանսֆորմատորի երկրորդային փաթույթներով հոսող հոսանքները որոշում ենք օգտվելով` միակիսապարբերական ուղղման հոսանքի (10.14) հավասարումից`

Հայտնի է, որ եթե պարբերության ընթացքում հաջորդաբար բացվում  են  m  թվով  դիոդներ, ելքային  լարման բաբախման  գործակիցը

(m > 1) որոշվում է հետևյալ արտահայտությամբ`

Դիտարկված սխեմայում  m = 2, հետևաբար kբ = 0,67:

Սխեմայում ելքային լարման հիմնական հարմոնիկի հաճախությունը (բաբախման) հավասար է մուտքային լարման հաճախության կրկնապատիկին: 

Տրանսֆորմատորի ընտրման կամ հաշվարկի համար անհրաժեշտ են առաջնային փաթույթով հոսող I₁ հոսանքի և U₁ լարման առնչությունները I_d-ից և U_d-ից: U₁-ը որոշվում է տրանսֆորմատորի տրանսֆորմացիայի k_տր. = U₁ / U₂  գործակցի արտահայտությունից`

i₁ հոսանքը սինուսոիդային հոսանք է, հետևաբար կարող ենք գրել

Տրանսֆորմատորի տիպային հզորությունը հաշվվում է առաջնային և երկրորդային փաթույթների հզորությունների միջին թվաբանական արժեքով`

Տրանսֆորմատորի միջին կետով երկկիսապարբերական ուղղիչի  թերություններն են`

մուտքային երկու լարման աղբյուների (կամ դուրս բերված միջին կետով տրանսֆորմատորի) անհրաժեշտությունը,

փակ վիճակում դիոդներին կիրառված հակառակ լարման մեծ արժեքը (2U_2m) ,

U_d լարման ոչ մեծ մակարդակը, քանի որ մուտքային լարման մակարդակը  2U_2m է:

Նշված թերությունները վերացված են միաֆազ կամրջակային ուղղիչում (նկ.10.4,ա): Այստեղ VD1...VD4 դիոդներով կազմված կամրջակի մի անկյունագծում միացված է մուտքային u_2կ լարումը, իսկ մյուս անկյունագծում` R<sub>d</sub> բեռը: Մուտքային լարման դրական  կիսապարբերությունների  դեպքում VD1,VD3 դիոդները բաց են, VD2,VD4 դիոդները` փակ: Հոսանք անցնում է VD3-ով, R_d բեռով VD1- ով և տրանսֆորմատորի երկրորդային  փաթույթով: Մուտքային  լարման  բացասական կիսապարբերությունների դեպքում VD1,VD3 դիոդները փակվում են D2,VD4 դիոդները` բացվում: Այժմ հոսանք հոսում է VD4-ով, R_d բեռով VD2-ով և տրանսֆորմատորի երկրորդային փաթույթով: Երկու դեպքում էլ բեռով անցնում է միևնույն ուղղության հոսանք: Ուղղիչի ելքում ձևավորվում է բաբախող լարում: 

u_2կ = u₂₁ = u₂₂ դեպքում կամրջակային ուղղիչի հիմնական պարամետրերը որոշվում են տրանսֆորմատորի միջին կետով  սխեմայի պարամետրերի արտահայտություններով: 

Երկկիսապարբերական ուղղիչների վերը դիտարկված սխեմաների առանձնահատկություններն այն են որ, տրանսֆորմատորի միջին կետով ուղղիչում բեռին հաջորդաբար միանում է մեկ դիոդ, իսկ կամրջակային սխեմայում` երկու դիոդ: Հետևաբար, կամրջակային ուղղիչում դիոդի փակ վիճակում հակառակ լարումը երկու անգամ փոքր է տրանսֆորմատորի միջին կետով ուղղիչի համեմատ (դիոդներն աշխատում են թեթևացված ռեժիմում): Բացի դրանից, տրանսֆորմատորի միջին կետով ուղղիչում մուտքային երրորդ կետի առկայությունը բարդացնում է մոտքային լարումների միացման սխեման, իջեցնում սխեմայի աշխատանքային հուսալիությունը:

Նշենք, որ որոշ ուղղիչներում կամրջակի մուտքային լարումը տրվում է տրանսֆորմատորի միջին կետով սխեմայից (նկ.10.5): Այդ դեպքում ուղղիչի ելքում ստացվում են երկու հակափուլ լարումներ: Այդպիսի սխեմաները հիմնականում կիրառվում են ԻԳՈՒ - ներով կառուցված սխեմաների սնման համար, որտեղ պահանջվում են երկու տարբեր բևեռականության հաստատուն լարումներ: Նկ.10.5-ում բերված սխեմայում R_d1 և R_d2 բեռների վրա տրանսֆորմատորի միջին կետի նկատմամբ ապահովվում են  երկու հակափուլ լարումներ: Սխեման կարող է դիտարկվել որպես տրանսֆորմատորի դուրս բերված զրոյով երկու ուղղիչների միացում (մեկը կազմված VD1,VD3 - ից, մյուսը` VD2,VD4 - ից):

Ելքային լարումների հարթեցման նպատակով միացվում են C1, C2 կոնդենսատորները (հարթեցնող զտիչներ):

>>

10.2.2.3. Lարման բազմապատկումով ուղղիչներ

Հաստատուն լարման մակարդակի փոփոխություն (բազմապատկում) կարող է իրականացվել դիոդների միջոցով կոնդենսատորների լիցքավորումով:  Լարման կրկնապատկման սիմետրիկ սխեման բերված է նկ.10.6,ա-ում: U լարման դրական կիսապարբերության ընթացքում VD1 դիոդը բաց է , VD2-ը` փակ: C1-ը լիցքավորվում է VD1-ով մինչև U<sub>2m</sub> մեծությունը: Բացասական կիսապարբերության դեպքում VD1-ը փակվում է,  VD2-ը` բացվում: C2-ը լիցքավորվում է VD2-ով մինչև U_2m մեծությունը: Փակ դիոդների դեպքում դրանց դիմադրությունները շատ մեծ են, և դրանցով ջերմային հոսանքները անտեսվում են: Ելքային լարումը, որ վերցվում է C1 և C2  կոնդենսատորներից, հավասար է  2U_2m, այսինքն` սխեման աշխատում է լարման կրկնապատկման ռեժիմում:

Լարման կրկնապատման ոչ սիմետրիկ սխեման բերված է նկ.10.6, բ-ում: Մուտքային լարման դրական կիսապարբերությունների ընթացքում VD1-ը բաց է, VD2-ը` փակ: C1-ը լիցքավորվում է VD1-ով մինչև U<sub>2m</sub> մեծությունը: Բացասական կիսապարբերությունների դեպքում VD1 -ը փակվում է , VD2-ը` բացվում: C2-ը լիցքավորվում է VD2-ով (u₂ + U_C1) լարումից մինչև U_2m մեծությունը:

n անգամ բազմապատկում ստացվում է n թվով դիոդ-կոնդենսատոր զույգերի միացումով: Նկ. 10.7-ում որպես օրինակ   բերված է լարման հնգապատիկ և վեցապատիկ բազմապատկիչի սխեման: Մուտքային լարման բացասական կիսապարբերությունների ընթացքում բաց են կենտ համարով դիոդները (VD1,VD3,VD5): C1-ը լիցքավորվում է VD1-ով  մինչև U_2m արժեքը:  C3-ը բաց VD1 և VD3 դիոդներով լիցքավորվում է C2-ից մինչև U_2m արժեքը: Կենտ համարով հաջորդ կոնդենսատորներն էլ լիցքավորվում են մինչև U_2m արժեքը: Մուտքային լարման դրական կիսապարբերությունների ընթացքում բացվում   են  զույգ համարով դիոդները և դրանցով զույգ համարով կոնդենսատորները լիցքավորվում  U_2m  մեծությամբ: Օրինակ C3-ը լիցքավորվում է VD2-ով  U_2m  մեծությամբ u₂ և U_C1 լարումների գումարից:

Այսպիսով կարող ենք եզրակացնել, որ բոլոր կոնդենսատորները, բացի C1-ից, լիցքավորված են U_2m լարումով: Ելքային լարումը  կարող է դուրս բերվել հաջորդաբար միացված կենտ կամ  զույգ  համարով  կոնդենսատորներից:  Առաջին դեպքում U_բ1 = U_2m (2n-1), երկրորդ դեպքում` U_բ2 =n_i U_2m , որտեղ n_i - զույգ համարով կոնդենսատորների թիվն է:

Դիտարկված բազմապատկիչների թերությունը ելքային մեծ դիմադրությունն է: Այն ուղիղ համեմատական է կոնդենսատորների թվին և հակառակ համեմատական` ունակությանը: Այդ պատճառով ելքային լարման ոչ մեծ բաբախումներ ապահովելու համար բազմապատկիչի բեռի դիմադրությունը պետք է մեծ  լինի:

>>

10.2.3. Եռաֆազ հոսանքի ուղղիչներ

10.2.3.1. Եռաֆազ հոսանքի միակիսապարբերական տրանսֆորմատորի միջին կետով ուղղիչ

Եռաֆազ հոսանքի մեկկիսապարբերական տրանսֆորմատորի միջին կետով ուղղիչի սխեման բերված է նկ.10.8,ա-ում, իսկ աշխատանքը բացահայտող գրաֆիկները` նկ.10.8,բ-ում: Սխեմայում TV1 տրանսֆորմատորի երկրորդային փաթույթը միացված է աստղաձև, իսկ առաջնային փաթութը կարող է միացվել աստղաձև կամ եռանկյուաձև: Երկրորդային փաթույթներին միացված են մեկական դիոդներ,  որոնց  կատոդները միացված են և կազմում են կատոդային խումբ: TV1-ի երկրորդային փաթույթների ֆազային U_2a,U_2b, U_2c լարումները շեղված են իրար նկատմամբ 2π/3-ով: VD1, VD2, VD3 դիոդներից մեկի անոդի լարումը 2π/3 հատվածում գերազանցում է մյուս երկուսի անոդների լարումների  արժեքները:  Հետևաբար  այն դիոդը,  որի  անոդի  լարումը առավելագույնն է, բացվում է:

Դրանով բարձր լարումը  կիրառվում  է  մյուս  երկու դիոդների կատոդներին, և դրանք փակվում են (նկ.10.8,բ): Բաց VD_i դիոդով u₂ ֆազային լարումից R_բ բեռով անցնում է i₂ = i_d հոսանքը, որը  բեռի վրա առաջացնում է  u_d  բաբախող  լարումը:  Իրոք, (ωt₂ - ωt₁) = 2π/3 հատվածում u_2a > u_2b  և u_2a > u_2c: VD1 -ը բաց է,  VD2, VD3 - ը` փակ: Rբ-ով անցնում է i_d = i_2a  հոսանքը: (ωt₃ - ωt₂) հատվածում u_2b >u_2a և u_2b >u_{2c ,} բաց է VD2 - ը, փակ  են VD1, VD3  դիոդները: Բեռով հոսում  է i_d = i_2b հոսանքը: (ωt₄ - ωt₃) հատվածում  u_2c >u_2a ու u_2c>u_2b բաց է VD3-ը , փակ են VD1,VD2 դիոդները: Բեռով հոսում է i_d = i_2C հոսանքը:

Այսպիսով վերլուծությունը ցույց է տալիս, որ մուտքային լարման  յուրաքանչյուր պարբերության ընթացքւմ հաջորդաբար բացվում են դիոդները (յուրաքնչյուը 2π/3 ընթացքում) և բեռով անցնում են միևնուն ուղղության հոսանքներ: Բեռով անցնում է բաբախող հոսանք, և դրա վրա առաջանում է բաբախող լարում:

Բեռի վրա ելքային ուղղված լարման միջին արժեքը որոշելու նպատակով սկզբնակետ դիտարկում ենք  0^` կետը, որի դեպքում u_d = U_2m, և ինտեգրում  ենք  u_d - ն + π /3 ից - π /3  տիրույթում  (այդ  դեպքում   u_d  =  U_2mcosωt):             

 (10.24)-ից ֆազային լարման գործող արժեքը կլինի`

Տրանսֆորմատորի երկրորդային փաթույթը և դիոդը միացված են հաջորդաբար, հետևաբար i₂ = I_2mcosωt (0^`կետի նկատմամբ):

Այդ հոսանքի գործող արժեքը կլինի`

  I_2m - ը կարող ենք որոշել հետևյալ հավասարումով

Տեղադրելով (10.27) - ը (10.26) - ի մեջ կստանանք`

Տրանսֆորմատորի առաջնային փաթույթով անցնող հոսանքը

որոշվում է հետևյալ հավասարումով `

Դիոդով հոսող հոսանքի գործող արժեքը 3 անգամ փոքր է ուղղված հոսանքից`

Դիոդներից յուրաքանչյուրի վրա փակ վիճակում առավելագույն հակառակ լարումը հավասար է գծային լարման ամպլիտուդին`

Ուղղված լարման հաճախական սպեկտորը որոշվում է հետևյալ արտահայտությամբ`                                                                                  

Բերված արտահայտությունից երևում է, որ ուղղված լարումը բացի միջին արժեքից, պարունակում է երրորդ հարմոնիկին բազմապատիկ հարմոնիկներ: Երրորդ հարմոնիկը հիմնականն է հարմոնիկը, հետևաբար ելքային լարման հաճախությունը 3 անգամ գերազանցում է մուտքային լարման հաճախությունը: Բաբախման գործակիցը կլինի`   

>>

10.2.3.2. Եռաֆազ հոսանքի երկկիսապարբերական ուղղիչ

Եռաֆազ հոսանքի երկկիսապարբերական ուղղիչի սխեման (Լարիոնովի սխեմա) բերված է նկ. 10.9 ,ա-ում, իսկ աշխատանքը բացահայտեղ գրաֆիկները` նկ.10.9,բ-ում: Այս սխեմայում  բեռով հոսանքն ապահովվում է մուտքային լարման երկու կիսապարբերությունների ընթացքում:

Սխեմայում վեց դիոդներից երեքը միացված են ընդհանուր կատոդով և կազմում են կատոդային խումբը (VD1,VD2, VD3), իսկ հաջորդ երեքը` (VD4, VD5,VD6) անոդներով (անոդային խումբ): VD1,VD2, VD3 դիոդներից բացվում է այն դիոդը, որի անոդի լարումը տվյալ պահին  ունի առավելագույն արժեք, իսկ  VD4,VD5,VD6 դիոդներից` այն, որի կատոդի լարումը ունի նվազագույն արժեք: Նկ. 10.9,բ-ում ֆազային  լարումների  ժամանակային գրաֆիկների ուսումնասիրությամբ դժվար չէ որոշել, թե տվյալ պահին կատոդային և անոդային խմբի դիոդներից որոնք են միաժամանակ բաց, և բեռով անցնում է դրանցով անցնող հոսանքը: Բեռով հոսանքի i_d գրաֆիկում բերված են տվյալ պահին բաց դիոդների համարները (օրինակ 0 - ից ωt₁ հատվածում առավելագույն լարումը U_2C-ն է, հետևաբար բաց է VD5-ը: Նվազագույն լարումը U_2b-ն է, և բաց է VD4-ը: Հոսանք անցնում է c -VD5-R_d -b -VD4 - c շղթայով: ωt₁ - ից ωt₂ միջակայքում առավելագույն լարումը U_2a -ն է, հետևաբար բաց է VD1-ը: Նվազագույն լարումը U_2b-ն է, և բաց է VD4-ը: Հոսանք անցնում է a -VD1 -R_d -VD4 -b - a  շղթայով և այլն):

Ելքային U_d լարումը որոշվում է նույն եղանակով, ինչ որ նախորդ սխեմայում, ինտեգրումը իրականացնելով  - π / 6 -ից + π / 6 միջակայքում`

(10.34) - ից կստանանք`

 (10.34), (10.35) և (10.24) ու (10.25) արտահայտությունների համեմատությունը ցույց է տալիս, որ եռաֆազ հոսանքի դուրս բերված զրոյով սխեմայի համեմատ, կամրջակային սխեման բեռի վրա ապահովում է երկու անգամ ավելի մեծ U_d լարում, և տվյալ ելքային U_d լարումը ստանալու համար պահանջվում է երկու անգամ փոքր U₂ լարում:

Կամրջակային սխեմայում երկու դիոդների բաց վիճակում, մյուս չորս դիոդները փակ են` դրանց կիրառված հակառակ լարումով: Դիոդների վրա լարման առավելագույն արժեքը որոշվում է տրանսֆորմատորի երկրորդային  փաթույթների գծային լարումների ամպլիտուդով` 

Նկ.10.9,բ-ից երևում է, որ տրանսֆորմատորի երկրորդային փաթույթով անցնող հոսանքը բաղկացած է չորս միատեսակ 1/6 պարբերությամբ հոսանքներից: Այդ հոսանքի գործող արժեքը`

Տրանսֆորմատորի երկրորդային փաթույթի հոսանքի ամպլիտուդը հավասար է`

Տեղադրելով (10.38) - ը (10.37) -ում կստանանք`

Տրանսֆորմատորի առաջնային փաթույթի հոսանքի ամպլիտուդը`

Նկ.10.9,բ -ից երևում է, որ ելքային լարման բաբախման հաճախությունը 6 անգամ գերազանցում է ցանցի հաճախությունը, իսկ բաբախման գործակիցը` kբ = 0,057:

Որոշենք փաթութների հաշվարկային հզորությունները

Քանի որ S₁ = S₂ տիպային հզորությունը կլինի`

Բացի վերոհիշյալ պարամետրերից, ուղղիչի աշխատանքը  բնորոշվում է արտաքին բնութագծով: Արտաքին բնութագիծը - U_d = f (I_d ) բեռի վրա ելքային լարման միջին արժեքի և բեռով անցնող հոսանքի միջին արժեքի միջև առնչությունն է (նկ.10.10):

Բնութագծում U_d0 -ուղղիչի ելքային լարումը բեռով հոսանքի բացակայության դեպքում, ΔU_d1 = I_d1 (R_գ + r_դբ) -լարման անկումը ուղղիչի ելքային R_գ և բաց դիոդների r_դբ դիմադրությունների վրա բեռով I_d1 հոսանքի դեպքում:

Ուղղիչի ելքային լարումը որոշվում է հետևյալ հավասարումով`

 (10.44) - ից երևում է, որ բեռով հոսանքի մեծացումից մեծանում է լարման անկումը ուղղիչի ելքային R_գ  ներքին դիմադրության և բաց դիդների r_դբ դիմադրությունների վրա: Դա բերում է ուղղիչի ելքում լարման նվազման:

Չկառավարմամբ ուղղիչի սխեմայի հիմնավորված ընտրման նպատակով դրանց պարամետրերը բերված են աղյուսակ 10.1-ում:

Այդ  պարամետրերը  ճշգրիտ  են իդեալական ուղղիչների համար, որոնք աշխատում են ակտիվ բեռով: Աղյուսակը հնարավորություն է  տալիս համեմատել սխեմաները մեկը մյուսի նկատմամբ ըստ ամենակարևոր պարամետրերի` դիոդների թվի, հակառակ լարման,   տիպային հզորության, բաբախման գործակցի մեծության:                       

>>

10.3. Հարթեցնող զտիչներ

10.3.1.  Զտիչների պարամետրերը և դասակարգումը

Ուղղման սխեմաների ելքային բաբախող լարումը, բաղկացած է հաստատուն բաղադրիչից, պարունակում է բաբախող բաղադրիչներ: Բաբախող բաղադրիչները կարող են խանգարել բեռի նորմալ աշխատանքին: Բեռի նորմալ աշխատանքի ապահովման նպատակով ուղղման սխեմայի ելքում  միացվում է հարթեցնող զտիչ, որի միջոցով լարման հաստատուն բաղադրիչը փոխանցվում է բեռին, իսկ բաբախման մեծությունը փոքրացվում է մինչև  այն մակարդակը,  որի դեպքում բեռի նորմալ աշխատանքը պահպանվում է: Զտիչի միջոցով զտիչ, որը իսկ փոփոխական բաղադրիչի ամպլիտուդը փոքրացնում է: Զտիչի աշխատանքը բնորոշող պարամետրը հարթեցման k_հ գործակիցն է, որը րոշվում է զտիչի մուտքում և ելքում բաբախման գործակիցների հարաբերությամբ`

որտեղ k₀ = U_0ե / U_0մ , k_m = U_mմ / U_mե - ն զտիչի հաստատուն և փոփոխական բաղադրիչների փոխանցման գործակիցներն են :

Զտիչի սխեման ընտրվում է այնպես, որ  մուտքային լարման հաստատուն բաղադրիչը ելքում հնարավորին չափ քիչ փոքրանա` k<sub>0</sub> → 1, իսկ փոփոխական բաղադրիչը`շատ` k₀ → 0:

Հարթեցման գործակցի մեծացման նպատակով մի քանի պարզ զտիչներ միացնում են հաջորդաբար, և նոր զտիչը կոչվում է բազմակասկադ զտիչ:

 Ենթադրենք` բազմակասկադ զտիչը բաղկացած է երկու հաջորդաբար միացված պարզ զտիչներից (նկ.10.11): Որոշենք բազմակասկադ զտիչի հարթեցման գործակիցը պարզ զտիչների հարթեցման գործակիցների միջոցով:

Բարդ հարթեցնող զտիչի հարթեցման գործակիցը կլինի`

Բազմապատկելով վերջին հավասարման համարիչն ու հայտարարը   U₀₁U_m1 / U₀₁U_m1- ով կստանանք`

Նույն եղանակով n թվով պարզ զտիչներ միացնելով հաջորդաբար կստանանք`    

Վերջին արտահայտությունից կարող ենք եզրակացնել , որ բարդ հարթեցնեղ զտիչի հարթեցման գործակիցը որոշվում է դրա մեջ մտնող պարզ զտիչների հարթեցման գործակիցների արտադրյալով, հետևաբար միացնելով հաջորդաբար n թվով պարզ զտիչներ` կարող ենք ապահովել անհրաժեշտ հարթեցման գործակիցը:

>>

10.3.2. LC և RC զտիչներ

Հարթեցնող զտիչներում օգտագործվում են ռեակտիվ տարրեր` որոնց դիմադրությունները կախված են հաճախությունից: Պարզ հարթեցնող զտիչներում օգտագործվում են ինդուկտիվություններ (դրոսելներ) և կոնդենսատորներ: Ինդուկտիվությունը բեռին միացվում է հաջորդաբար (նկ.10.11,ա), իսկ կոնդենսատորը` զուգահեռ (նկ.10.11,բ): 

Ինդուկտիվությունը որպես հարթեցնող զտիչ աշխատում է հետևյալ կերպ: Ուղղիչի ելքում միացված զտիչ դրոսելի փաթույթով հոսում է բաբախող հոսանք: Այդ հոսանքի փոփոխական բաղադրիչը դրոսելի միջուկում ստեղծում է մագնիսական հոսք, որը դրոսելի փաթույթում ինդուկտում է ինքնինդուկցիայի էլշու: Վերջինս հակազդում է հոսանքի փոփոխությանը: Արդյունքում փոքրանում է բեռով հոսող հոսանքի և բեռի վրա լարման անկման փոփոխական բաղադրիչի ամպլիտուդը:

Հարթեցման մեծ գործակից ապահովվու համար անհրաժեշտ է, որ դրոսելի դիմադրությունը լինի շատ մեծ բեռի դիմադրությունից, այսինքն պետք է ապահովվի հետևյալ պայմանը`

որտեղ  p -ն ուղղման սխեմայից կախված գործակից է, որը  ցույց է տալիս թե քանի անգամ հիմնական հարմոնիկի հաճախությունը գերազանցում է սնող ցանցի հաճախությունը, ω = 2πf - սնող ցանցի անկյունային հաճախությունը, L - դրոսելի ինդուկտիվությունը:

Դրոսելը բեռի դիմադրության հետ կազմում է լարման բաժանիչ: Նշված պայմանի դեպքում ուղղված լարման փոփոխական բաղադրիչը հիմնականում ընկնում է ինդուկտիվության վրա և բեռի վրա շատ փոքր է: Դրոսելի ակտիվ դիմադրությունը հաստատուն բաղադրիչին շատ փոքր է (r_L << R_d ): Դրա վրա լարման անկումը  աննշան է, և մուտքի լարման հաստատուն բաղադրիչը լրիվ հաղորդվում է ելք:

Ինդուկտիվային զտիչն ունի պարզ կառուցվածք, հզորության փոքր կորուստ ()  և բեռով հոսանքի փոփոխությունից ելքային լարման փոքր փոփոխություն: Այդ պատճառով դրանք օգտագործում են մեծ հզորության ուղղման սխեմաներում: Հիմնական թերությունը հոսանքի արագ փոփոխություններից ելքում գերլարումների առաջացումն է` պայմանավորված դրոսելի միջուկում մագնիսական հոսքի արագ փոփոխությամբ:  

Ունակային զտիչի միացման սխեման և աշխատանքը բացահայտող գրաֆիկները բերված են նկ.10.12,բ,գ-ում: Ուղղման սխեմայի մուտքային u_մ լարման դրական կիսապարբերության ընթացքում u_մ ››     ››u_C արժեքների դեպքում (t₁ - t₂ և t₃ - t₄ մասեր) VD1 դիոդը բաց, է և C կոնդենսատորը լիցքավորվում է, իսկ u_մ < u_C  արժեքների դեպքում VD1 դիոդը փակ է, և C - ն լիցքաթափվում է R_d բեռով (0 - t₁ և t₂ > t₃ մասեր):

Ուղղման սխեմայի ելքային բաբախող լարման փոփոխական բաղադրիչի համար կոնդենսատորը փոփոխական դիմադրություն է: Զգալի հարթեցում ստանալու համար անհրաժեշտ է, որ կոնդենսատորի դիմադրությունը բեռի դիմադրությունից շատ փոքր լինի, այսինքն պետք է բավարարվի հետևյալ պայմանը`

Ունակային զտիչը նույնպես փոքր չափսեր և էներգիայի ծախս ունի: Այն օգտագորվում է փոքր հզորության սնման աղբյուրներում:

Ինդուկտիվ-ունակային (LC) զտիչ: Ինչպես արդեն ապացուցել ենք, հարթեցման գործակցի մեծացման նպատակով մի քանի զտիչներ միացնում են հաջորդաբար: Ինդուկտիվ - ունակային զտիչներում հաջորդաբար միացվում են ինդուկտիվություն և կոնդենսատոր (նկ.10.13, ա): Դրանք կոչվում են նաև Г-աձև զտիչներ:

LC զտիչում եթե ապահովված է x_C << R_d << x_L պայմանը, ապա ուղղման սխեմայի ելքային լարման փոփոխական բաղադրիչը հիմնականում ընկնում է ինդուկտիվության վրա, իսկ մնացած փոքր մասն էլ անցնում է կոնդենսատորով: 

Որոշենք LC զտիչի հարթեցման գործակիցը: Զտիչի հարթեցման գործակիցը  x_C  << R_d << x_L պայմանի դեպքում (դրոսելի ակտիվ դիմադրություն փոքրության պատճառով, դրա վրա լարման անկումով անտեսում ենք) որոշվում է հետևյալ արտահայտությամբ`

Նկ.10.13,ա-ից մուտքային և ելքային լարումների փոփոխական բաղադրիչների համար կստանանք` 

որտեղ I_m – ը  զտիչով հոսանքի փոփոխական բաղադրիչի ամպլիտուդն է:

Տեղադրելով U_mմ, U_mե հավասարումները k_հ-ի մեջ կստանանք`

Սովորաբար, հաշվարկների ժամանակ տրվում է k_հ - ն և անհրաժեշտ է հաշվել L-ը և C - ն: Այդ պատճառով ավելի հարմար է վերջին արտահայտությունը գրել հետևյալ տեսքով`

L - ը հենրիներով և C-ն միկրոֆարադներով արտահայտման դեպքում կստանանք հետևյալ հաշվարկային արտահայտությունները`

ա) f = 50Հց  դեպքում

բ) f = 400Հց  դեպքում

Վերջին արտահայտությունները հնարավորություն են տալիս տրված հարթեցման գործակցի դեպքում հաշվել LC-ն և ընտրելով L-ը` որոշել C-ն կամ հակառակը:

Հաջորդաբար միացնելով ունակային և LC զտիչներ ձևավորվում է П-աձև զտիչ (նկ.10.13,բ ):

Փոքր հզորության սնման աղբյուրներում զտիչի չափսերի և կշռի փոքրացման նպատակով դրոսեը փոխարինվում է ակտիվ  դիմադրությունով: Այդպիսի զտիչները կոչվում են RC զտիչներ:

RC զտիչի սխեման բերված է նկ.10.14,ա-ում: Այս զտիչներում, ինչպես և LC զտիչներում, լավ հարթեցում ապահովվում է x_C << R_d պայմանի դեպքում: RC զտիչի հարթեցման գործակիցը հավասար է` 

R - ը Օմերով և C-ն միկրոֆարադներով տեղադրելով կստանանք`

ա) f = 50Հց                                                                                                    

բ) f = 400Հց    

Ունակային և RC զտիչների հաջորդական միացումով կարող են կառուցվել П-աձև զտիչներ (նկ.10.14, բ ):

RC զտիչների առավելությունը LC զտիչների նկատմամբ փոքր չափսերը, կշիռը և ինքնարժեքն են: Դրանց հիմնական թերությունը համեմատաբար մեծ կորուստներն են: Սակայն բեռով փոքր հոսանքների դեպքում դրան կարելի է անտեսել:

Մեկ սնման լարման աղբյուրից մի քանի տարբեր լարումներով բեռներ սնելու դեպքում` RC զտիչները կիրառվում են ցածր լարումներ ստանալու նպատակով: Լարման փոքրացվող  (ավելցուկային) հաստատուն բաղադրիչն ընկնում է զտիչի վրա: Օրինակ, բազմակասկադ ուժեղարարներում, որտեղ  առաջին կասկադը սնվում է ավելի ցածր լարումով, քան հաջորդ կասկադները, այն սնվում է ընդհանուր սնման աղբյուրից RC զտիչի միջոցով: Միաժամանակ այդ զտիչը ծառայում է որպես կապազերծիչ շղթա, որը թուլացնում է դրական հետադարձ կապը ելքային կասկադից մուտքային կասկադը, դրանով իսկ վերացնում է ցածր հաճախականգեներացիան:

>>

10.3.3. Ռեզոնանսային հարթեցնող զտիչներ

Հարթեցնող զտիչների հարթեցման գործակցի լրացուցիչ մեծացում կարող է ստացվել LC զտիչում ռեզոնանսային հատկությունների օգտագործմամբ: Նկ.10.15,ա-ում բեռին հաջորդաբար միացվում է զուգահեռ ռեզոնանսային L_կC_կ կոնտուրը: Կոնտուրի z_կ = jx_Lկ( - jx_Cկ) / ( jx_Lկ - jx_Cկ) դիմադրությունը  ռեզոնանսային  հաճախության  դեպքում,  երբ x_Cկ = x_Lկ, ձգտում է անսահմանության: Ուղղման սխեմայի ելքային բաբախող լարման փոփոխական բաղադրիչը լրիվ ընկնում է կոնտուրի վրա, և այն բեռի վրա փոքրանում է: Ռեզոնանսային հաճախության դեպքում ունենք`                                                      

Վերջին արտահայտությունից կստանանք Cկ-ի մեծությունը, որը դրոսելի Lկ ինդուկտիվության հետ կապահովի ռեզոնանս

Դիտարկված արտահայտություններում դրոսելի r_L ակտիվ դիմադրությունն անտեսել ենք: Որոշ դեպքերում դրան անտեսել չի արելի: Այդ դեպքերում կստանաք`         

Ռեզոնանսային զտիչնեը` LC զտիչնեի համեմատ ապահովում են ավելի մեծ հարթեցման գործակից: Սակայն ցանցի հաճախության փոփոխությունից ռեզոնանսը խախտվում է, և հարթեցման գործակիցը փոքրանում է: Բացի դրանից, բարձր հարմոնիկների համար կոնտուրի դիմադրությունը փոքրանում է, հետևաբար փոքրանում է հարթեցման գործակիցը: Հարթեցման գործակցի վրա ազդում է նաև բեռի դիմադրության փոփոխությունը: Վերջինս բերում է դրոսելի միջուկի մագնիսացման աստիճանի հետևաբար և ինդուկտիվության փոփոխության:

Նկ.10.15,բ-ում պատկերված է հաջորդական ռեզոնանսային կոնտուրով զտիչի սխեման: Ռեզոնանսային հաճախության դեպքում կոնտուրի դիմադրությունը, r_L-անտեսման դեպքում, կլինի` z_կ =jx_Lկ - jx_Cկ =0: x_Lկ = x_Cկ դեպքում  z_կ = 0: Դա նշանակում  է, որ ռեզոնանսային հաճախության դեպքում բեռին զուգահեռ միացված դիմադրությունը զրո է: Եթե այդ հաճախությունը ընտրված է հավասար ուղղված լարման փոփոխական բաղադրիչի առաջին հարմոնիկին, ապա հարթեցման որակը շատ բարձր է: 

Ընտրելով L_կ -ն, հաշվում են C_կ -ն:

Հաշվարկների ժամանակ անհրաժեշտ է հաշվի առնել նաև r_Lկ -  դիմադրությունը,  դրոսելի  միջուկում ակտիվ կորուստների համարժեք r_մետ. դիմադրությունը և կոնդենսատորի դիէլեկտրիկում կորուստների համարժեկ r_Cկ դիմադրությունը:

Հաջորդական ռեզոնանսային կոնտուրով զտիչում զուգահեռ ռեզոնանսային կոնտուրով զտիչի վերջին երկու թերությունները բացակայում են: Հարթեցման գործակիցը բեռի փոփոխությունից չի փոխվում, և բարձր հաճախությունների դեպքում կոնտուրի դիմադրությունը համարյա չի փոփոխվում:

>>

10.4. Լարման կայունարարներ

10.4.1. Լարման կայունարարների դասակարգումը և հիմնական բնութագրերը

Լարման կայունարար կոչվում է բեռի վրա լարումը որոշակի ճշգրտությանբ անփոփոխ պահպանող շղթան: Բեռի վրա լարման փոփոխման պատճառ կարող են հանդիսանալ` առաջնային սնման լարման փոփոխությունը (փոփոխական լարման ցանց, մարտկոց), բեռի փոփոխությունը, շրջապատի ջերմաստիճանի փոփոխությունը և այլն:

Ըստ աշխատանքի սկզբունքի` տարբերում են պարամետրական և փոխհատուցումով կայունարարներ: Պարամետրական կայունարարները լինում են միակասկադանի, բազմակասկադ և կամրջակային: Փոխհատուցումով կայունարարները կարող են լինել անընդհատ կամ իմպուլսային կարգավորումով:

Պարամետրական կայունարարում լարման կայունացումը կա տարվում է կիսահաղորդիչային սարքերի պարամետրերի` դիմադրության կամ հաղորդականության փոփոխման շնորհիվ:Փոխհատուցումով կայունարարները բեռի վրա լարման ավտոմատ կարգավորման կիսահաղորդիչային սարքերով կառուցված փակ համակարգեր են:    

Ըստ ելքային հզորության կայունարարները կարելի է բաժանել երեք խմբի` փոքր հզորության (մինչև 1Վտ), միջին հզորության  (մինչև 250Վտ) և մեծ հզորության (մեծ 250Վտ):

Ըստ բեռի վրա լարման կայունացման ճշգրտության տարբերում են` պրեցիզիոն (լարման փոփոխությունը ոչ մեծ 0,005%), ճշգրիտ (լարման փոփոխությունը 0,01 ից մինչև  0,005%), միջին ճշգրտության (լարման փոփոխությունը 0,1 ից մինչև  0,01%) և ցածր ճշգրտության (լարման փոփոխությունը 1 ից մինչև 0,1%): Պրեցիզիոն կայունարարներում առավելագույն ճշգրտության ապահովման նպատակով օգտագործում են շրջապատի ջերմաստիճանի ազդեցությունը բացառող սարքավորումներ ( թերմոստատներ կամ կրիոստատներ):

Լարման կայունարարի որակը գնահատվում է լարման կայունացման գործակցով: Կայունացման գործակիցը ցույց է տալիս, թե հաստատուն բեռի դեպքում (I_բ = const)  քանի՞ անգամ կայունարարի ելքային լարման հարաբերական փոփոխությունը փոքր է մուտքային լարման հարաբերական փոփոխությունից և որոշվում է հետևյալ հավասարումով`

որտեղ ΔU_d-ն մուտքային լարման փոփոխությունն է , ΔU_ե -ն` ելքային լարման փոփոխությունը, որոնցում պահպանվում է անհրաժեշտ կայունացումը: 

Երկրորդ կարևոր պարամետրը կայունարարի ելքային (ներքին) դիմադրությունն է: Ելքային դիմադրությունը որոշվում է  ելքային լարման փոփոխության և բեռով հոսանքի փոփոխության հարաբերությամբ մուտքային հաստատուն լարման դեպքում`

որտեղ ΔI_բ-ն  բեռով հոսանքի փոփոխման թույլատրելի տիրույթն է, որում ապահովվում է անհրաժեշտ կայունացումը:: 

Ելքային դիմադրությունը որոշում է կայունարարի արտաքին բնութագծի թեքությունը, այսինքն՝ ցույց է տալիս, թե որքանով է կայունարարը մոտ իդեալական լարման աղբյուրին: Որքան մեծ է կայունացման գործակիցը, և փոքր` ելքային դիմադրությունը, այնքան բարձր է կայունացման որակը:

Կայունարարի պարամետրերից է նաև օգտակար գործողության գործակիցը (օ.գ.գ.): Այն որոշվում է անվանական ռեժիմում բեռի վրա անջատված P_ե հզորության և սնման աղբյուրից ծախսված P_սն հզորության հարաբերությամբ`

>>

10.4.2. Լարման պարամետրական կայունարար

Լարման պարամետրական կայունարարները կառուցվում են ստաբիլիտրոնների  կամ ստաբիստորների կիրառումով: Ստաբիլտրոններով լարման կայունարարներում լարման կայունացման համար օգտագործում են ստաբիլիտրոնի վոլտ-ամպերային բնութագծի հակառակ ճյուղը, իսկ ստաբիստորների դեպքում`բնութագծի ուղիղ ճյուղը: Ստաբիստորները օգտագործվում են փոքր լարումների (վոլտի մասերից մինչև երկու վոլտ) կայունացման համար:

Ստաբիլիտրոնով կայունարարի սխեման բերված է նկ.10,16,ա-ում, իսկ ստաբիլիտրոնի բնութագծի հակառակ ճյուղը` նկ.10,16, բ-ում: 

Կայունարարի սխեմայում VD1 ստաբիլիտրոնը միացված է  բեռին զուգահեռ: Մուտքային լարումը ստաբիլիտրոնին միացվում է ստաբիլիտրոնով հոսանքը սահմանափակող R_δ ռեզիստորով:  

Սնող ցանցի լարման կամ բեռի Rբ դիմադրության փոփոխության պատճառով մուտքային U_d  լարման փոփոխության դեպքում ելքային Uբ լարումը փոփոխվում է չնչին չափով: Դա պայմանավորված է ստաբիլիտրոնով հոսանքի զգալիորեն մեծ չափով փոփոխության դեպքում ելքային լարման շատ փոքր փոփոխությամբ (նկ.10,16,բ):

Կայունարարում R_δ-ն ընտրվում է այնպես, որ մուտքային լարման անվանական (նոմինալ) արժեքի դեպքում ստաբիլիտրոնով հոսում է I_ստ0 = ( I_ստmax + I_ստmin ) / 2 հոսանք, և ելքում լարումը  հավասար է U_ստ0: Մուտքային լարման անվանական արժեքից աճի դեպքում R_δ-ով և ստաբիլիտրոնով հոսանքն աճում է: Ինչպես երևում է  ստաբիլիտրոնի բնութագծից, ստաբիլիտրոնով հոսանքի զգալի աճի դեպքում (+ΔI_ստmax) ստաբիլիտրոնի վրա, հետևաբար` կայունարարի ելքում, լարումն աճում է շատ փոքր (+ΔU<sub>ստmax</sub>) մեծությամբ: Մուտքային լարման նվազման դեպքում տեղի ունի հակառակ պրոցեսը: R<sub>δ</sub> -ով և ստաբիլիտրոնով հոսանքը նվազում է: Այս դեպքում նույնպես հոսանքի զգալի նվազման դեպքում (-ΔI<sub>ստmin</sub>), ստաբիլիտրոնի վրա (ելքում) լարումը փոփոխվում  է շատ փոքր` (- ΔU_ստmax) ) մեծությամբ:

Այսպիսով, սխեմայի մուտքային լարման անվանական արժեքից զգալի շեղումը բերում է R_δ -ի վրա լարման անկման մեծացման կամ փոքրացման այն չափով, որ ելքային լարումը մնում է մոտավորապես հաստատուն: Դա նշանակում է, որ սխեման աշխատում է կայունարարի ռեժիմում:

Որոշենք պարամետրական կայունարարի հաշվարկի համար անհրաժեշտ առնչությունները: Կայունարարի հաշվարկի ժամանակ առաջին հերթին ընտրվում է ստաբիլիտրոնի մակնիշը, որն ապահովում է անհրաժեշտ U_ստ = U_բ լարումը: Այնուհետև ընտրվում է բալաստային R_δ դիմադրությունն այնպես, որ ստաբիլիտրոնով I_ստ հոսանքի փոփոխությունը աշխատանքի ընթացքում գտնվի I_ստmin< I_ստ< I_ստmax տիրույթում (նկ.10.16,բ): Ստաբիլիտրոնի U_ստ, I_ստmin, I_ստmax, պարամետրերը տեղեկատվական գրականության մեջ բերվում են:

Նկ.10.16,ա-ից համաձայն Կիրխհոֆի առաջին և երկրորդ օրենքների բեռով հոսող հոսանքի և դրա վրա լարման անկման համար կարող ենք գրել

Վերջին հավասարումներից ստաբիլիտրոնով հոսող հոսանքի համար կստանանք`

Բեռի վրա U_բ = U_ստ լարման փոփոխությունը շատ փոքր է,  որով կարող ենք անտեսել և համարել, որ բեռի վրա լարումը մնում է հաստատուն: Այդ դեպքում R_բ բեռի և U_d լարման փոփոխությունից ստաբիլիտրոնով I_ստ հոսանքը կփոփոխվի  I_ստmin-ից I_ստmax  տիրույթում: I_ստmin-ի դեպքում համաձայն (10.61)-ի U_d - ին և R_բ -ին համապատասխանում են U_dmin և R_բmin արժեքները, իսկ I_ստmax-ի դեպքում` U_dmax և R_բmax արժեքները:

Կայունարարի հաշվարկը հանգում է այնպիսի R_δ - ի ընտրման, որ ստաբիլիտրոնով հոսող I_ստmin հոսանքի արժեքը համապատասխանի ստաբիլիտրոնի բնութագծի աշխատանքային սկզբնակետին: Դա ապահովվում է հետևյալ առնչությամբ`

Ստաբիլիտրոնով հոսող I_ստmax = (U_dmax -U_բ )/ R_δ - U_բ /R_բmax հոսանքն ապահովվում է ստաբիլիտրոնի ընտրումով այնպես որ, այն չգերազանցի ստաբիլիտրոնի I_ստmax հոսանքի արժեքը:

Ստաբիլիտրոնում և R_δ-ում ցրման առավելագույն հզորությունները հաշվվում են հետևյալ արտահայտություններով `

Որոշենք կայունարարի կայունացման գործակիցը

Կայունարարի ելքային ΔUբ և մուտքային ΔU_d լարումների փոփոխությունների միջև կապը որոշվում է հետևյալ արտահայտությամբ`

Հաշվի առնելով, որ R_բ>> r_դ և R_δ >> r_դ  (10.68) –ն ընդունում է հետևյալ տեսքը`

Տեղադրելով (10.69) - ը (10.67) - ի մեջ` կայունարարի  կայունացման գործակցի համար կստանանք`

Սովորաբար այն չի գերազանցում 20-50 արժեքը:

Կայունարարի երկրորդ կարևոր պարամետրը ելքային դիմադրությունն է, որը հավասար է

 (10.70) -ից երևում է, որ կայունացման գործակիցը կարող է մեծացվել R_δ - ի մեծացումով, սակայն այդ դեպքում մեծանում է մուտքային լարումը :

Շրջապատի ջերմաստիճանի փոփոխությունից ստաբիլիտրոնի կայունացման U_ստ լարումը փոփոխվում է : Կայունացման լարման ջերմակայունացման նպատակով VD1 ստապիլիտրոնին հաջորդաբար ուղիղ ուղղությամբ միացնում են VD2, VD3 դիոդները(նկ.10.17,ա): Ստաբիլիտրոնի լարման ջերմաստիճանային գործակիցը դրական է (ջերմաստիճանի աճից լարումը ստաբիլիտրոնի վրա աճում է ): Դիոդի լարման ջերմաստիճանային գործակիցը բացասական է: Ստաբիլիտրոնին հաջորդաբար միացնելով անհրաժեշտ քանակով դիոդներ` ստաբիլիտրոնի վրա լարման աճը փոխհատուցվում է դիոդների վրա լարման նվազումով: Արդյունքում, դիոդների քանակի ճիշտ ընտրման դեպքում կայունարարի ելքային լարումը շրջապատի ջերմաստիճանից չի փոփոխվում:

Այդ խնդիրը լուծվում է նաև սիմետրիկ ստաբիլիտրոնների կիրառումով (VD4), որտեղ ստաբիլիտրոններից մեկին կիրառվում է ուղիղ, իսկ մյուսին հակառակ լարում: Առաջին ստաբիլիտրոնն աշխատում է դիոդի, իսկ երկրորդը` ստաբիլիտրոնի ռեժիմում: (նկ.10.17,ա-ում սիմետրիկ ստաբիլիտրոնը միացված է կետագծերով):

Ստաբիլիտրոնների հաջորդաբար միացումով կարելի է ստանուլ  մեկ ստաբիլիտրոնի լարմանը բազմապատիկ ավելի մեծ լարում: 

Կայունացման գործակցի մեծացման նպատակով հաջորդաբար միացվում են անհրաժեշտ քանակով պարամետրական կայունարարներ: Նկ.10.17,բ-ում պատկերված է երկասկադ պարամետրական կայունարարի սխեման: Առաջին կասկադը մեծ լարման, ցածր ճշգրտությամբ պարամետրական կայունարար է, կառուցված` R1, VD1,VD2 տարրերով: Երկրորդ կասկադը` ավելի ցածր լարման ջերմակայունացումով կայունարար է, կառուցված R2, VD3,VD4, VD5 տարրերով:

Ավելի մեծ կայունացման գործակից ապահովում են կամրջակային պարամետրական կայունարարները: Մեկ ստաբիլիտրոնով կամըրջակային կայունարարում VD1 ստաբիլիտրոնը R1, R2, R3 ռեզիստորների հետ կազմում է կամրջակ (նկ.10.18,ա): Մուտքային U_d լարման փոփոխումից փոփոխվում է նաև լարումը R3-ի վրա: Արդյունքում բեռի վրա լարման փոփոխությունը կլինի ավելի փոքր, քան ոչ կամրջակային կայունարարում:

Երկու ստաբիլիտրոնով կամրջակային կայունարարում օգտագործվում են տարբեր կայունացման լարումներով VD1, VD2 ստաբիլիտրոնները (նկ.10.18, բ): Ելքային լարումը որոշվում է ստաբիլիտրոնների կայունացման լարումների տարբերությամբ`

Այս կայունարարներում բեռի մեծ դիմադրության դեպքում հնարավոր է ստանալ շատ մեծ կայունացման գործակից: Դա պայմանավորված է նրանով, որ բեռին կիրառվում է կայունացված լարումների տարբերությունը: Հետևյալ պայմանի ապահովման դեպքում կայունարարի ելքային լարումը կախված չէ մուտքային լարման փոփոխությունից`

Որոշ դեպքերում, երբ բեռի դիմադրությունը փոփոխվում է մեծ տիրույթում, դիտարկված սխեմաները մեծ կայունության գործակից չեն ապահովում: Նման դեպքերում կայունարարի սխեմայում միացնում են էմիտերային կրկնիչ (նկ.10.18,գ ):

VT1 տրանզիստորի միացումը ապահովում է կայունարարի նորմալ աշխատանքը h_21է անգամ փոքր նվազագույն բեռի դեպքում: Ընդ որում ելքային լարումը փոքր է ստաբիլիտրոնի լարումից տրանզիստորի բազա-էմիտեր լարման չափով: Շրջապատի ջերմաստիճանի փոփոխումից տրանզիստորի բազա-էմիտեր լարումը փոփոխվում է: Դա բերում է կայունացման գործակցի փոքրացման: Նման ազդեցության բերում է նաև տրանզիստորի փոփոխությունը:

>>

10.4.3.Փոխհատուցումով հաստատուն լարման կայունարարներ

Լարման կայունարարի կայունացման գործակցի ու ելքային հզորության մեծացման, կայունացվող լարման տիրույթի ընդլայնման ավելի մեծ հնարավորություններ են ապահովում փոխհատուցումով հաստատուն լարման կայունարարները: Դրանք պարամետրական կայունարարներից տարբերվում են նրանով, որ դրանցում ելքային լարումը համեմատվում է հենակային լարման աղբյուրի լարման հետ: Կախված համեմատվող լարումների տարբերությունից` կայունարարի կառավա տարրը ձգտում է վերադարձնել ելքային լարումը նախնական մակարդակին:

 Կառավարող տարրը բեռին կարող է միացվել հաջորդաբար կամ զուգահեռ: Համապատասխանաբար կայունարարներն էլ կոչվում են հաջորդական կառավարող տարրով և զուգահեռ կառավարող տարրով կայունարարներ:   

Փոխհատուցումով հաստատուն լարման կայունարարում  կառավարող տարրը աշխատում է անընդհատ կամ իմպուլսային ռեժիմներում: Դրանով է պայմանավորված կայունարարների դասակարգումը անընդհատի և իմպուլսայինի:

Անընդհատ կայունարարում կառավարող տարրը կայունարարի աշխատանքի ընթացքում միշտ բաց է: Դրանով հոսում է հոսանք, որը ԿՏ-ում առաջացնում է էներգիայի զգալի կորուստ: Իմպուլսային կայունարարներում կառավարող տարրն աշխատում է բանալու ռեժիմում` այն կամ բաց է, կամ`փակ: ԿՏ-ով հոսանք անցնում է միայն բաց վիճակում, հետևաբար էներգիայի կորուստը ԿՏ-ում փոքր է: 

Փոխհատուցումով անընդհատ հաջորդական կառավարող տարրով հաստատուն լարման կայունարարի կառուցվածքային սխեման բերված է նկ.10.19,ա-ում, իսկ զուգահեռ կառավարող տարրով կայունարարինը` նկ.10.19, բ-ում: Այս կայունարարների հիմնական տարրերն են` հենակային լարման աղբյուրը (ՀԼԱ),  չափիչ տարրը (ՉՏ), համեմատող տարրը (ՀՏ), ուժեղացնող տարրը (ՈՒՏ) և կառավարող տարրը (ԿՏ): ՀԼԱ - ն, որը որպես կանոն պարամետրական կայունարար է, ապահովում է արտաքին գործոնների փոփոխությունից և ժամանակից անկախ  անհրաժեշտ հաստատուն լարումը: Կայունարարի ելքային լարումը չափվում է ՉՏ-ի միջոցով և ՀՏ-ում համեմատվում է հենակային լարման հետ: Այդ լարումների համեմատումից ստացված տարբերությունը ՈւՏ-ով ուժեղանալով` ազդում է ԿՏ-ի վրա այնպես, որ այն փոխելով  իր պարամետրը, այդ տարբերությունը հասցնում է մինիմումի, իսկ մեծ ուժեղացման գործակցի դեպքում` զրոյի: Երկու սխեմայում էլ լարման կայունացումը կատարվում է ԿՏ-ի պարամետրերի փոփոխման շնորհիվ:

Հաջորդական կառավարող տարրով սխեման աշխատում է հետևյալ կերպ: Մուտքային U_մ լարման անվանական (նոմինալ) արժեքի դեպքում կառավարող ԿՏ տարրը որոշակի չափով բաց է: Դրանով հոսող հոսանքը R_Բ բեռի վրա ստեղծում է U_ե  լարումը: ՉՏ չափիչ տարրի միջոցով  U_ե-ն  կիրառվում է ՀՏ համեմատող տարրի մի մուտքին, իսկ երկրորդ մուտքին տրվում է ՀԼԱ հենակային լարման աղբյուրի   ելքային հաստատուն լարումը: ՀՏ-ի ելքում ձևավորվում է այդ լարումների տարբերությանը համեմատական լարում: Այն ուժեղացվում է ՈւՏ ուժեղացնող տարրի միջոցով և տրվում է ԿՏ -ին: Վերջինս որոշակի չափով բաց է և ապահովում է ելքային U_ե լարման հաշվարկային արժեքը:  Հաջորդական կառավարող տարրով սխեման աշխատում է հետևյալ կերպ: Մուտքային U_մ լարման անվանական (նոմինալ) արժեքի դեպքում կառավարող ԿՏ տարրը որոշակի չափով բաց է: Դրանով հոսող հոսանքը R_Բ բեռի վրա ստեղծում է U_ե  լարումը: ՉՏ չափիչ տարրի միջոցով  U_ե-ն  կիրառվում է ՀՏ համեմատող տարրի մի մուտքին, իսկ երկրորդ մուտքին տրվում է ՀԼԱ հենակային լարման աղբյուրի   ելքային հաստատուն լարումը: ՀՏ-ի ելքում ձևավորվում է այդ լարումների տարբերությանը համեմատական լարում: Այն ուժեղացվում է ՈւՏ ուժեղացնող տարրի միջոցով և տրվում է ԿՏ -ին: Վերջինս որոշակի չափով բաց է և ապահովում է ելքային U_ե լարման հաշվարկային արժեքը:  Մուտքային լարման փոփոխման դեպքում փոփոխվում է նաև ԿՏ-ով հոսանքը, հետևաբար, փոփոխվում են U_ե և U_ՉՏ լարումները: ՀՏ-ի մուտքում ՀԼԱ-ի լարումը չի փոխվում, իսկ U_ՉՏ-ն փոխվում է: Դա բերում է ՀՏ-ի մուտքային լարումների U_ՉՏ - U_ՀԼԱ տարբերության փոփոխության: Այդ տարբերությունը ուժեղացվում է ՈւՏ-ով և կիրառվում ԿՏ-ին: Վերջինս փոխում է իր դիմադրությունն այն չափով և ուղղությամբ, որ վերականգնում է ԿՏ-ով հոսանքի և, հետևաբար, նաև ելքային լարման սկզբնական արժեքը: Եթե U_մ-ը մեծանում է, մեծանում է նաև ԿՏ-ով հոսանքը: Դա բերում է U_ՉՏ-ի աճի: Մեծանում է U_ՉՏ-U_ՀԼԱ տարբերությունը, հետևաբար, փոխվում է ՀՏ-ի ելքային լարումը: Այդ փոփոխությունը բերում է ԿՏ-ի սկզբնական վիճակից որոշակի չափով փակման և դիմադրության աճի այն չափով, որ վերականգնում է ԿՏ-ով հոսանքի արժեքը և հետևաբար՝ ելքային լարումը: U_մ-ի նվազման դեպքում տեղի ունի հակառակ երևույթը: Փոքրանում են հոսանքը ԿՏ-ով և U_ՉՏ -U_ՀԼԱ  լարումը: Դրան համապատասխան ՀՏ-ի ելքային լարումը ուժեղանալուց հետո էլ ավելի է բացում ԿՏ տարրը, փոքրացնելով վերջինիս դիմադրությունն այն չափով, որ վերականգնվում է ԿՏ-ի հաշվարկային հոսանքը և ելքային լարումը:

Ճիշտ նույն եղանակով կայունացվում է ելքային լարումը բեռի  դիմադրության փոփոխման դեպքում: Բեռի դիմադրության փոփոխությունից փոխվում է ԿՏ-ով հոսանքը և ելքային լարումը: Ելքային լարման փոփոխությունը բերում է U_ՉՏ - ի փոփոխության և նկարագրված եղանակով ելքային լարման կարգավորման:

Զուգահեռ կառավարող տարրով կայունարարում ԿՏ-ին հաջորդաբար միացված R1 ռեզիստորով անցնում է ԿՏ-ով և բեռով հոսող հոսանքների գումարային հոսանքը: Մուտքային լարման անվանական արժեքի դեպքում այդ հոսանքներն ունեն որոշակի արժեքներ և բեռով հոսող հոսանքը ելքում ապահովում է անհրաժեշտ լարման արժեքը: Մուտքային լարման աճի դեպքում բեռով և ԿՏ-ով հոսանքներն աճում են: Բեռով հոսող հոսանքի աճը բերում է ելքային լարման, հետևաբար և չափիչ տարրի ելքային U_ՉՏ լարման աճի: ՀՏ-ի ելքում լարումը մեծանում է: Մեծանում է նաև ՈւՏ- ի ելքային լարումը: Արդյունքում ԿՏ-ն ավելի է բացվում, և մուտքային հոսանքի աճը բեռից փոխանցվում է ԿՏ-ին: ԲԵռով հոսանքը վերականգնում է նախկին արժեքը, հետևաբար վերականգնվում է ելքային լարման հաշվարկային արժեքը:

Ներկայումս հիմնականում կիրառվում են հաջորդական ԿՏ-ով   կայունարարներ, էներգետիկ ավելի բարձր պարամետրերի պատճառով: Դրանք պատրաստվում են ինտեգրալ միկրոսխեմայի տեսքով:

Դիտարկենք փոխհատուցումով ելքային լարման կառավարումով հաջորդական ԿՏ-ով անընդհատ ինտեգրալ կայունարարի կառուցվածքային սխեման (նկ.10.20) K142EH1A մակնիշի միկրոսխեմայի օրինակով: Կառուցվածքային սխեման տարբերվում նկ.10.19-ում բերված սխեմայից միայն նրանով, որ ավելացված են բեռի կարճ միացումից սխեմայի` ըստ հոսանքի պաշտպանության (ՀՊՏ) և առանց մուտքային լարման անջատման ելքային լարումը բեռից անջատման (ԵԼԱՏ) տարրերը: Բեռով թույլատրելի հոսանքների դեպքում ՀՊՏ-ն չի գործում և կայունարարի աշխատանքի վրա չի ազդում: Բեռի կարճ միացման դեպքում հոսանքը գերազանցում է թույլատրելի արժեքը, ՀՊՏ-ն գործում է և ԿՏ-ին փակում է: Հոսանքը ԿՏ-ով և բեռով ընդհատվում է: Միկրոսխեման պաշտպանվում է խափանումից: Կարճ միացումը վերացնելուց հետո ԿՏ-ով և բեռով հոսում է թույլատրելի հոսանք, ՀՊՏ-ն անջատվում է և չի մասնակցում սխեմայի աշխատանքին:   

Որոշ դեպքերում, անհրաժեշտ է առանց մուտքային լարումը անջատելու, ելքային լարումը անջատել բեռից` դրանում փոփոխություններ կատարելու նպատակով (օրինակ կարճ միացումը վերացնելու համար): Այդ նպատակով միկրոսխեմայում մտցված է ԵԼԱՏ-ը: Երբ կայունարարին կիրառվում է Uանջ., լարումը գործում է ԵԼԱՏ-ը, որի ելքային U_ԵԼԱՏ լարումով փակվում է ԿՏ-ն, և հոսանքը բեռով ընդհատվում է:

Կայունարարի էլեկտրական սխեմայում (նկ.10.21) որպես կառավարող տարր օգտագործվել է T6, T7-ով կազմված բաղադրյալ տրանզիստորը: Որպես համեմատող տարր և ուժեղարար (ՀՈՒՏ) օգտագործված է դիֆերենցիալ կասկադ է՝ T2,T4,T5 տրանզիստորներով: T2 դաշտային տրանզիստորը միացված է բեռի ռեժիմում: Փականին կիրառված լարումով այն որոշակի չափով բաց է և ծառայում է իբրև կոլեկտորային բեռ T5 ‑ ի համար: ՀՈւՏ ‑ ի մուտքերից մեկին (T5) կիրառվում  է  արտաքինից միացված չափիչ տարրի` լարման բաժանիչի (R6, R7 նկ.10.22) ելքային լարումը, որը համեմատվում է T1, T3, D1, D2 տարրերից բաղկացած ՀԼԱ‑ի ելքային լարման հետ: Այդ լարումը կիրառված է T4‑ի բազային: ՀԼԱ‑ն պարամետրական կայունարար է D1 ստաբիլիտրոնով ևդինամիկ բեռի ռեժիմում աշխատող T1 տրանզիստորով: Կայունարարի ելքային դիմադրության փոքրացման և անհրաժեշտ U_ՀԼԱ լարման ապահովման նպատակով միացված է էմիտերային կրկնիչ T3‑ով:

Վերջինիս ելքային լարումը ապահովվում է R1, R2 լարման բաժանիչով: D2‑ը միացված է ուղիղ ուղղությամբ, միշտ բաց է և ծառայում է U_ՀԼԱ‑ի ջերմային կայունացման նպատակին: R1, R2 լարման բաժանիչից դուրս բերված 6 ելուստին արտաքինից լարում կիրառելով` կարելի է փոփոխել U_ՀԼԱ‑ի մեծությունը:

Կայունարարի աշխատանքային ռեժիմն ապահովվում է արտաքին շղթաների միացմամբ (նկ.10.22): Ելքային լարման սահուն կարգավորման նպատակով (3...12Վ տիրույթում) 14, 8 ելուստների միջև միացված են R6, R7 դիմադրությունները: R6‑ի փոփոխումով փոփոխվում է ելքից T5‑ին կիրառվող լարումը: Դա  բերում է ՀՈւՏ‑ի մուտքային (U_ՉՏ-U_ՀԼԱ) լարումների տարբերության փոփոխության: Փոխվում է ԿՏ‑ի մուտքային լարումը, այն ավելի փակվելով կամ բացվելով փոխում է T6‑ով հոսանքը և ելքում լարման արժեքը: C2 կոնդենսատորը միացվում է 2, 12 ելուստների միջև և ստեղծում է բացասական հետադարձ կապ: Այն փոքրացնում է աղմուկները և մեծացնում կայունարարի աշխատանքի կայունությունը: Աղմուկների փոքրացման նպատակով է միացված նաև C1‑ը 6, 8 ելուստների միջև: C3‑ը զտիչ է և փոքրացնում է ելքային  լարման բաբախման մեծությունը: R8, R9 դիմադրություններով լարման բաժանիչը ծառայում է T9‑ի բազային անհրաժեշտ լարման կիրառման նպատակով: R5‑ը ծառայում է բեռի կարճ միացման դեպքում T9‑ի բացման ռեժիմի ապահովման նպատակով:

Կարճ միացումից պաշտպանության սխեմայի աշխատանքը հետևյալն է՝ R5‑ով հոսող հոսանքը ստեղծում է դրա վրա U_R5 լարման անկումը, որը գումարվելով R8‑ի և VT6‑ի բազա-էմիտեր լարումներին` կիրառվում է T9 ‑ ի բազա - էմիտեր շղթային (U_բէVT9 = U_R4 + U_բէVT6 +U_R1): Այդ լարումը այնպիսին է, որ T9‑ը փակ է և սխեմայի աշխատանքին չի մասնակցում: Բեռի կարճ միացման դեպքում աճում է R5‑ով հոսանքը և U_R5 լարումը: Դա  բերում է T9‑ի բազա-էմիտեր լարման աճի և, հետևաբար,  նաև բացման: Վերջինիս կոլեկտոր-էմիտեր շղթայով T7‑ի բազան միանում է հողին (8): T6, T7 տրանզիստորները փակվում են, դրանցով հոսանքը ընդհատվում է և չեն խափանվում: Կարճ միացման վերացումից հետո R5‑ով հոսանքը և U_R5 լարումը նվազում են, T9‑ը փակվում է, և կայունարարի նորմալ աշխատանքը վերականգնվում է:

Բեռից ելքային լարման անջատումը իրականացվում է արտաքին լարման աղբյուրից կայունարարի 9 ելուստին U_անջ.=+2Վ լարման կիրառմամբ: U_անջ. լարման բացակայության դեպքում T8 տրանզիստորը փակ է: Երբ U_անջ.  լարումը D3-ով կիրառվում է T8‑ի բազային, այն բացվում է և T7‑ի բազան հողանցվում է (8): T6, T7 տրանզիստորները փակվում են, և ելքային լարումն անջատվում է: Նորից միացման համար անհրաժեշտ է անջատել U_անջ. լարումը:

ԼԲ լարման բաժանիչի միջոցով փոխելով U_ԼԲ արժեքը`  փոփոխում են ՀՈւՏ-ի U<sub>ՀՈւՏ</sub> ելքային լարումը, դրանով իսկ փոփոխվում է ԿՏ-ի սկզբնական բաց վիճակը և հետևաբար` դրանով հոսանքն ու ելքային լարումը: ԼԲ‑ի ելքային U_ԼԲ լարման սահուն փոփոխումով կայունարարի ելքում լարումը կարելի է փոփոխել մեծ տիրույթում:

K142EH1A ինտեգրալային կայունարարի պարամետրերն են՝ Kuկ = =40...200, R_ե = 0,1...1,0 Օմ, I_բառ.= 150 մԱ, U_ե = 3...12Վ, U_մ = 9...20Վ:

Կայունարարի բեռով թույլատրելի հոսանքը կարող է մեծացվել միկրոսխեմայի կառավարող տարրին (T6, T7) արտաքինից զուգահեռ միացնելով ավելի մեծ հզորության տրանզիստորներ (նկ. 10.23): Օրինակ միացնելով KT608Б (VT1) և KT803A (VT2) մակնիշի տրանզիստորներ` կայունարարի բեռով թույլատրելի առավելագույն հոսանքը հավասարվում է 1,1Ա:

>>

10.4. 4. Կառավարմամբ ուղղիչներ

Ինչպես նշվել է 10.1. -ում ուղղիչում լարումների մակարդակների և հաճախության համաձայնեցման, ինչպես նաև ուղղված լարման միջին արժեքի կայունացման խնդիրները կարող են լուծվել տիրիստորային և տրանզիստորային կառավարմամբ ուղղիչների միջոցով:

10.4.4.1. Տիրիստորային կառավարմամբ միակիսապարբերական ուղղիչ

Տիրիստորային կառավարմամբ ուղղիչի աշխատանքի սկզբունքին ծանոթանանք մեկկիսապարբերական ուղղման սխեմայի օրինակով (նկ.10.24,ա): VD տիրիստորի կառավարման սխեման իր ելքում ձևավորում է մուտքային u_մ լարումից որոշակի α անկյունով շեղված կառավարող իմպուլս:  α - ն կոչվում է միացման անկյուն:

Կառավարող իմպուլսը u_մ > 0 արժեքի դեպքում միացնում է տիրիստորը, և մուտքային լարումը հաղորդվում է բեռին: Ակտիվ R_d բեռի դեպքում տիրիստորն անջատվում է այն պահին, երբ լարումը դրա վրա մոտենում է զրոյի: Հետևաբար կառավարող իմպուլսի առկայության դեպքում, տիրիստորի միացված ժամանակահատվածը որոշվում է հետևյալ հավասարումով` 

որտեղ T - ն մուտքային լարման կրկնման պարբերութունն է:

          Բեռի  վրա լարման միջին արժեքը կլինի`

Օրինակ, α =0 դեպքում t_ի1 = T/2 և տիրիստորը լրիվ բաց է դրական կիսապարբերությունների ընթացքում: α = π / 4 դեպքում t_ի2 = (T/2) (3/4)= =3T/8, ինչը նշանակում է, որ տիրիստորի միացված  t_ի1 ժամանակահատվածը փոքրանում է 1/4 մասով (25%): Ինչպես երևում է նկ.10.24, բ-ից, տիրիստորի միացման նվազագույն անկյան դեպքում (α = 0) բեռի վրա լարման միջին արժեքն ունի առավելագույն արժեք` U_(d)0 =U_m / π: α = π/2 դեպքում U_(d)π/2 = 0,5U_(d)0 = U_m / 2π: Եթե նվազագույն բեռի դեպքում ապահովվի, օրինակ   α = π անկյուն , այնուհատև բեռի մեծացմանը զուգընթաց փոքրացվի α անկյունը, ապա ի հաշիվ t_ի - ի մեծացման կարող է փոխհատուցվել ուղղիչի ելքային դիմադրության վրա լարման անկումը և ստանալ անփոփոխ U_d: Տիրիստորային ուղղիչի այդ եղանակով կառավարումը անվանում են ֆազաիմպուլսային: Այն կիրառվում է տարբեր նշանակության կերպափոխիչներում:

>>

10.4.4.2. Տիրիստորի կառավարման սխեմաներ

Տիրիստորի կառավարման սխեման պետք է ձևավորի կառավարող իմպուլսներ α անկյանը համապատասխանող անհրաժեշտ պահերին: Տիրիստորի հուսալի աշխատանքի համար այդ իմպուլսները պետք լինեն կարճատև և ճակատի մեծ թեքությամբ: Այդպիսի իմպուլսների ձևավորման պարզագույն սխեմաներից է դինիստորային պիկ գեներատորը, որի սխեման բերված է նկ. 10.25,ա-ում: Ինքնատատնման ռեժիմում աշխատող պիկ գեներատորը կառուցված է VD2 դինիստորով և C_կ կոնդենսատորով: Սնող u_մ լարման դրական կիսապարբերությունների ընթացքում i_կ կառավարման հոսանքով C_կ կոնդենսատորը լիցքավորվում է: t₁  պահին C_կ - ի վրա U_Cկ լարումը  հավասարվում  է VD2 դինիստորի միացման u_VD2մի լարմանը: Դինիստորը բացվում, անցնում է շատ փոքր դիմադրության ռեժիմին: Դինիստորով, R_կ -ով և VD1-ի կառավարող ելուստի շղթայով C_կ կոնդենսատորը լիցքաթափվում է: Լիցքաթափումը շարունակվում է մինչ այն պահը, երբ դինիստորով հոսանքը հավասարվում է դինիստորի անջատման հոսանքին: Այդ պահին դինիստորը  փոխանջատվում, անցնում է փակ վիճակին, և C_կ կոնդենսատորը  անցնում է i_կ-ով լիցքավորման ռեժիմին:

Այնուհետև նկարագրված գոծընթացները կրկնվում են:Կառավարման i_կ -հոսանքի փոփոխման դեպքում կոնդենսատորի վրա լարումը միացման u_VD2մի  լարմանը կհավասարվի մեկ այլ պահի (t₂): Նշանակում է փոխելով i_կ-ի մեծությունը` կարելի է կառավարել տիրիստորի միացման α անկյան մեծությունը` ապահովելով ելքային լարման ֆազաիմպուլսային կառավարում:

 Տիրիստորի կառավարման այս եղանակը կարող է կիրառվել ինչպես միաֆազ, այնպես էլ բազմաֆազ ուղղիչներում:

Երկկիսապարբերական տիրիստորային կառավարմամբ ուղղիչ:

Երկկիսապարբերական տիրիստորային կառավարվող ուղղիչի սխեման, կառուցված երկկիսապարբերական դուրս բերված զրոյով ուղղման սխեմայի կիրառումով բերված է նկ.10.26,ա-ում: Այս սխեմայում կառավարման էությունը հետևյալն է: Եթե տիրիստորների կառավարող ելուստներին մշտապես տրված է բացող լարում,  սխեման աշխատում է սովորական դուրս բերված զրոյով երկկիսապարբերական ուղղման սխեմայի ռեժիմում և ելքային լարման միջին արժեքը հավասար է  Իսկ եթե յուրաքանչյուր կիսապարբերության ընթացքում կառավարող ազդանշանը տրվի համապատասխան տիրիստորին α անկյամբ հապաղումով, զտիչի մուտքին կտրվի մուտքային ազդանշանի միայն զրոյով երկկիսապարբերական ուղղման սխեմայի ռեժիմում  և  ելքային  լարման միջին արժեքը `

Իսկ եթե յուրաքանչյուր կիսապարբերության ընթացքում կառավարող ազդանշանը տրվի համապատասխան տիրիստորին α անկյամբ հապաղումով, զտիչի մուտքին կտրվի մուտքային ազդանշանի միայն մի մասը (նկ.10.26,բ): Այդ դեպքում ելքային լարման միջին արժեքը կլինի`   

Վերջին արտահայտությունից բխում է, որ α - ն զրոյից մինչ և π փոփոխման դեպքում` ուղղիչի ելքային լարումը կփոփոխվի առավելագույն արժեքից  մինչև նվազագույն (0)  արժեքը:

Տրանսֆորմատորային մուտքով ուղղիչներում բեռի վրայի լարումը կարող է կառավարվել փոփոխական մուտքում տիրիստորային կառավարումով, ինչպես ցույց է տրված նկ.10.27 -ում: Այդպիսի սխեմաները ավելի կիրառելի են ուղղիչներում, որտեղ օգտագործվում են լարման նվազեցնող տրանսֆորմատորներ: Այդ դեպքում U₁ » U₂ և I₁ « I₂:  VS1,VS2 տիրիստորներից բաղկացած կառավարող օղակը ստացվում է փոքր աշխատանքային I₁ հոսանքով, հետևաբար` փոքր չափերով և մեծ օ.գ.գ.-ով: Կամրջակային ուղղիչում (VD1...VD4) օգտագործվում են Շուտկիի դիոդներ:

>>

10.4.4.3. Հաստատուն լարման իմպուլսային  կայունարարներ

Վերը դիտարկված փոխհատուցումով անընդհատ լարման կայունարարներն ունեն համեմատաբար պարզ կառուցվածք,  փոքր ելքային դիմադրություն և կայունացման մեծ գործակից: Սակայն դրանց օգտակար գործողության  գործակիցը (օ.գ.գ.) փոքր է: Դա պայմանավորված է նրանով, որ մուտքային լարումը  բաշխվում է բեռի և կարգավորող տարրի միջև: Քանի որ ԿՏ-ն աշխատում է ակտիվ ռեժիմում (միշտ բաց է) մուտքային լարման զգալի մասը ծախսվում է ԿՏ-ում և  բեռին չի փոխանցվում: Արդյունքում նվազում է մուտքային լարման աղբյուրից բեռին  փոխանցվող էներգիան, հետևաբար` և օ.գ.գ.-ն :

Օգտակար գործողության գործակցի զգալի մեծացում կարող է ապահովվել,  եթե անընդհատ ռեժիմում աշխատող ԿՏ-ն փոխարինվի էլեկտրոնային բանալիով, որը պարբերաբար (որոշակի T պարբերությունով) միացվում և անջատվում է: Այդ ռեժիմում  Էներգիայի կորուստը ԿՏ-ի վրա զգալիորեն նվազում է,  հետևաբար բեռին փոխանցվող էներգիան աճում է, և օ.գ.գ.-ն մեծանում է:

Եթե հաստատուն լարման աղբյուրը բեռին միացվում է պարբերաբար բացվող և փակվող բանալիով, բեռի վրա լարումը որոշվում է հետևյալ արտահայտությյամբ`

որտեղ t_ի -ն բանալու կառավարող իմպուլսների տևողությունն է, T-ն` իմպուլսների կրկնման պարբերությունը, γ = t<sub>ի</sub>/T – ն` իմպուլսների լցման գործակիցը, U_մ – ը`  ԿՏ-ի միացված վիճակում մուտքային լարման միջին արժեքը:

Վերջին արտահայտությունից երևում է, որ փոփոխելով իմպուլսների լցման գործակիցը 0≤ γ ≤1 տիրույթում`կարելի է բեռի վրա լարումը սահուն կարգավորել (կայունացնել) U_մ ≥ U_d ≥ 0  տիրույթում:

Պարզ է, որ բանալու բաց վիճակում փոքր (զրոյին մոտ) դիմադրության դեպքում, հզորության կորուստները ԿՏ-ի վրա շատ փոքր են, և գործնականում հնարավոր է ապահովել 95% և ավելի օ.գ.գ.:

Բանալու ռեժիմում աշխատող կարգավորող տարրով լարման կայունարարները կոչվում են լարման իմպուլսային կայունարարներ (ԼԻԿ):

Անընդհատ կայունարարների համեմատ ԼԻԿ-երը,  բացի բարձր օ.գ.գ-ից, ունեն մի շարք այլ առանձնահատկություններ

- ելքային լարումը գերազանցում է մուտքային լարումը

- ելքային լարումը հակափուլ է մուտքային լարմանը,

- ելքային լարումը կայունացվում է մուտքային լարման մեծ (ավելի քան 50%) փոփոխության սահմաններում,

- Էական փոքր զանգված և գաբարիտներ տասնյակ և ավելի բարձր Վատտ ելքային հզորությունների դեպքում:

 Իմպուլսային ԼԻԿ-երի թերություներից են

- Սխեմայում հոսանքների և լարումների իմպուլսային բնույթի պատճառով զգալի աղմուկների առաջացում բեռում, մուտքային ազդանշանի աղբյուրում, շրջակա միջավայրում: Դա բերում է բարդ զտիչների, էկրանների կիրառման և սխեմայի բարդացման,

- որոշակի բարդություններ իմպուլսային հետադարձ կապով  շղթաների կայունության ապահովման համար,

- անցողիկ պրոցեսների ավելի մեծ տևողություն,

- արտաքին տարրերի առկայություն (ինտեգրալ սխեմայում):

Կախված ԿՏ-ի կառավարման եղանակից` լարման իմպուլսային կայունարարները բաժանվում են հետևյալ խմբերի` 1)լայնա-իմպուլսային մոդուլացումով (ԼԻՄ), երբ կառավարումը իրականացվում է իմպուլսների tի տևողության փոփոխումով հաստատուն հաճախության դեպքում, 2) հաճախականա-իմպուլսային (ՀԻՄ), երբ փոփոխվում է իմպուլսների կրկնման f =1/T հաճախությունը, 3) ռելեային, երբ միաժամանակ փոփոխվում են իմպուլսների հաճախությունը և տևողությունը:

>>

10.4.4.4. Լարման իմպուլսային կայունարարների կառուցվածքային սխեմաներ

Ինչպես նշվեց, ԼԻԿ-ում կառավարող տարրն աշխատում է իմպուլսային (բանալու) ռեժիմում: Ելքում հաստատուն լարում ստանալու նպատակով անհրաժեշտ է սխեմայում միացնել հարթեցնող զտիչ, որի միջոցով բեռի վրա անջատվի ելքային լարման միջին արժեքը և նվազեցվեն ԿՏ-ի կոմուտացիայի հարմոնիկ բաղադրիչները:   

ԼԻԿ-ում հարթեցնող զտիչի մուտքային դիմադրությունը պետք է լինի  ինդուկտիվային: Ունակայինի դեպքում ԿՏ-ի միացման պահին ԿՏ-ի փոքր դիմադրությամբ և ունակությամբ  մեծ հոսանք կանցնի: Դա կարող է հանգեցնել ԿՏ-ի գերտաքացման կամ այրման: Այդ պատճառով ԼԻԿ-երում միացվում են դրոսելներ, որոնքէներգիայի կուտակիչներ են: ԿՏ-ի միացված վիճակում դրոսելում կուտակվում է էներգիա, իսկ անջատման ժամանակ` այն փոխանցվում է բեռին:     

ԼԻԿ-երում դրոսելները միացվում են տարբեր սխեմաներով: Դիտարկենք դրանցից մի քանիսը:

Նկ.10.28,ա-ում բերված է  բեռին հաջորդական ԿՏ-ով և դրոսելով միացված լարման նվազումով իմպուլսային կայունարարի կառուցվածքային սխեման, իսկ նկ.10.28,բ-ում աշխատանքը բացահայտող գրաֆիկները: ԿՏ-ն  բանալի է, որը կառավարման ԿՍ սխեմայից տրվող T պարբերությամբ և  t_ի տևողությամբ U_ԿՍ իմպուլսներով պարբերաբար միացվում և անջատվում է: ԿՏ-ի միացված tի ժամանակահատվածում VD դիոդը փակ է կատոդին տրված դրական U_մ լարումով: Մուտքային U_մ լարումը L դրոսելի միջոցով հաղորդվում է R_d բեռին: C կոնդեսատորը բեռի վրա անջատում է ելքային լարման միջին U_d արժեքը: Դրոսելի վրա լարումը հավասար է U_L1 = U_մ - U_d: Դրոսելով հոսող i_L= i_L1 հոսանքը աճում է: Դրոսելում կուտակվում է մագնիսական դաշտի էներգիան: ԿՏ-ի անջատման t₁  պահին դրոսելի հոսանքը և կուտակված էներգիան ունեն  i_L=I_Lm, W_է =LI_Lm²/2  առավելագույն արժեքները: U_մ-ը դրոսելից և բեռից անջատված է: Դրանցով i_d  հոսանքը, հետևաբար և ելքային U_d լարումը սկսում են նվազել: Դա հանգեցնում է դրոսելում U_L2 ինքնինդուկցիայի էլշու-ի ձևավորման, որը ձգտում է արգելակել  հոսանքի հետագա նվազմանը: Այդ էլշու-ն բացասական բևեռով կիրառվելով VD դիոդի կատոդին`բացում է այն: U_L2-ից բաց դիոդով դրոսելում կուտակված էներգիան փոխանցվում է բեռին:

Այսպիսով, բեռի վրա լարումը ձևավավորվում է  երկու բաղադրիչներից` U_մ-ը ԿՏ-ի միջոցով իմպուլսային լարման վերածված ազդանշանի հաստատուն բաղադրիչից և դրոսելում ինքնինդուկցիայի էլշու-ով ստեղծված փոփոխական բաղադրիչը դիոդով  ու կենդենսատորով հաստատունի վերածված բաղադրիչից:

Բեռի վրա լարման կայունացումը կատարվում է հետևյալ կերպ:  Մուտքային անվանական լարման դեպքում ԿՏ-ն որոշակի չափով բաց է: Դրոսելով և բեռով հոսում է I_d հոսանքը, որը բեռի վրա ձևավորում է U_d ելքային անվանական լարումը: Վերջինս ՉՏ չափիչ տարրի  և ԿՍ-ի միջոցով գեներացնում է  t_ի0 տևողությամբ և T պարբերությամբ U_ԿՍ ելքային իմպուլսները, որոնք t_ի0-ի ընթացքում միացնում են ԿՏ-ն, իսկ t_դ0 = T - t_ի0 -ի  ընթացքում` անջատում:

Մուտքային լարման անվանական լարումը գերազանցելու դեպքում մեծանում է հոսանքը ԿՏ-ով և լարումը բեռի վրա: Աճում է ՉՏ-ի ելքային լարումը, որը ազդելով ԿՍ-ի վրա, փոքրացնում է ելքային U_ԿՍ իմպուլսների տևողությունը այն չափով, որ ԿՏ-ն բաց է ավելի փոքր ժամանակահատվածում  (t_ի1<t_ի0) և վերականգնվում է ելքային լարման նամինալ արժեքը:  Մուտքային լարման անվանական լարումից փոքրացման դեպքում առկա է հակառակ գործընթացը: Փոքրանում են հոսանքը բեռով և ելքային լարումը: Փոքրանում է նաև ՉՏ-ի ելքային լարումը: Դա բերում է ԿՍ-ի ելքային U_ԿՍ իմպուլսների t_ի տևողության մեծացման այն չափով (t_ի2>t_ի0), որ վերականգնվում է ելքային լարման անվանական արժեքը: Քանի որ γ = t_ի / T ≤ 1, կայունարարի ելքային լարումը փոքր է մուտքային լարումից, որի պատճառով կայունարարը կոչվում է լարման նվազումով կայունարար: Լարման կայունացումը իրականացվում է կառավարող իմպուլսի t_ի տևողության փոփոխման շնորհիվ, այդ պատճառավ կայունարարը կոչվում է նաև  լայնաիմպուլսային մոդուլացումով (ԼԻԿ):

Դիտարկված սխեման  զգալի չափով նվազեցնում է ԿՏ-ի վրա հզորության կորուստը և մեծացվում է օ.գ.գ.-ն: Եթե ԿՏ-ի պարամետրերը մոտենում են իդեալական բանալու պարամետրերին, հզորության կորուստները ձգտում են զրոյի, և դրանով իմպուլսային կայունարարները դառնում են գերադասելի անընդատ կայունարարների համեմատ:

Այս ԼԻԿ-ը կարող է աշխատել L-ով անընդհատ (բ) և ընդհատ (գ) հոսանքով ռեժիմներում: Անընդհատ հոսանքով ռեժիմում դրոսելի ինդուկտիվությունն ընտրվում է հետևյալ պայմանից`

Ինդուկտիվության նշված արժեքից փոքր արժեքների դեպքում, սխեման աշխատում է ընդհատ հոսանքով ռեժիմում: Հոսանքը դրոսելում հավասարվում է զրոյի: Դիոդը փակվում է, մինչդեռ ԿՏ-ի փակման իմպուլսը բացակայում է: Այդ ժամանակ դրոսելում հոսանքը և դրա վրա լարումը բացակայում են: Դա բերում է ԿՏ-ի նորմալ աշխատանքից շեղման, հետևաբար ունակության մեծացման և դրոսելով ու բեռով հոսանքի բաբախման մեծացման:  

Անցնենք լարման բարձրացումով ԼԻԿ-ի կառուցվածքային սխեմայի դիտարկմանը, որը  բերված է նկ10.29 -ում: Այստեղ ԿՏ-ն միացնում կամ անջատում է մուտքային լարման աղբյուրը L դրոսելին: ԿՏ-ի միացված վիճակում մուտքային լարումը միացված է դրոսելին: Դրոսելով i_ԿՏ հոսանքը գծային օրենքով աճում է, և դրանում կուտակվում է մագնիսական դաշտի էներգիան: R_d բեռը և C կոնդենսատորը փակ VD դիոդով անջատված են ԿՏ-ից:  Բեռով հոսանքն ապահովում  է նախորդ  պարբերության ընթացքում կոնդենսատորի վրա կուտակված լիցքերով ստեղծված լարումը:

Երբ ԿՏ-ն անջատվում է, դրոսելում հոսանքը նվազում է: Դրոսելում առաջանում է ինքնինդուկցիայի էլշու, որը գումարվում է մուտքային լարմանը: VD դիոդը բացվում է, և բեռին հաղորդվում է մուտքային լարումից մեծ լարում: Դրոսելում կուտակված էլեկտրամագնիսական էներգիան դիոդով հաղորդվում է բեռին:

Բեռի վրա լարման միջին արժեքը կախված է իմպուլսների լցման գործակցի մեծությունից:

Ելքային լարման (U_d) նոմինալ արժեքի գերազանցման դեպքում մեծանում է ՉՏ-ի ելքային լարումը, որը փոքրացնում է ԿՍ-ի ելքային կառավարող իմպուլսների տևողությունը: Արդյունքում դրոսելում կուտակված էներգիան փոքրանում է այն չափով, որ վերականգնում է ելքային լարման անվանական արժեքը: Ելքային լարման փոքրացման դեպքում ԿՍ - ն մեծացնում է կառավարող իմպուլսների տևողությունը: Մեծանում են դրոսելում կուտակված էներգիան և ելքային լարումը:

Լարման բարձրացումով ԼԻԿ-ում, ի տարբերություն լարման նվազումով ԼԻԿ-երի, դրոսելը զտիչի դեր չի կատարում, հետևաբար, բեռի վրա լարման բաբախման ամպլիտուդը ավելի մեծ է, և հարթեցման համար պահանջվում է շատ մեծ ունակություն: 

Այսպիսով, դիտարկված երկու իմպուլսային կայունարարների համեմատումից եզրականացնում ենք, որ դրանցից առաջինը ելքում ապահովում է մուտքային լարումից փոքր լարում, և անհրաժեշտ բաբախումների մակարդակը ստացվում է ավելի փոքր L-ի և C-ի դեպքում:

Երկրորդ կառուցվածքային սխեմայով իմպուլսային կայունարարներում ելքային լարումը գերազանցում է մուտքային լարման արժեքը, սակայն բաբախման հարթեցման համար պահանջվում է շատ ավելի մեծ ունակության կոնդենսատոր:

Հնարավոր է նաև լարման շրջումով իմպուլսային կայունարարի սխեմա, ուր կառավարող ԿՏ տարրը միացվում է հաջորդաբար բեռին և դրոսելին (նկ.10.30): Այստեղ, ինչպես և նախորդ սխեմայում, ԿՏ-ի միացված վիճակում L դրոսելում կուտակվում է էլեկտրամագնիսական էներգիա: VD դիոդը փակ է բեռով անցնող հոսանքն ապահովվում է C - ում նախորդ պարբերության ընթացքում կուտակված լիցքերով: ԿՏ-ի անջատման դեպքում դրոսելով հոսանքը սկսում է նվազել: Դրոսելում ինդուկտվում է ինքնինդուկցիայի էլշու, որն ուղղված է հոսանքի փոքրացման արգելակմանը: Էլշու-ի  բևեռականությունը այնպիսին է (ցույց է տրված փակագծերում), որ VD դիոդը բացվում է, և դրոսելում կուտակված էներգիան փոխանցվում է C կոնդեսատորին և R_d բեռին: Այս կայունարարում ելքային լարման բևեռականությունը հակափուլ է մուտքային լարման բևեռականությանը, այդ պատճառով կոչվում է շրջող կայունարար:

Իմպուլսային կայունարարներում դրոսելի և կոնդենսատորի միացումը հարթեցնում է ելքային լարումը, այդ պատճառով կայունարարի մուտքային լարման բաբախումներին խիստ պահանջներ չեն ներկայացվում, և որոշ ԵԷՍԱ-ներում ուղղման սխեմայի ելքում զտիչ չի միացվում: Դա փոքրացնում է ԵԷՍԱ-չափսերը:

>>

10.4.4.5. Լարման իմպուլսային կայունարարների էլեկտրական սխեմաներ

Դիտարկենք իմպուլսային կայունարարների մի քանի  էլեկտրական սխեմաներ: Դրանցից պարզագույն սխեման բերված է նկ.10.31,ա-ում: Սխեմայում կառավարող տարրը VT1 տրանզիստորն է: Կառավարող սխեման DA1 ԻԳՈՒ-ով կոմպարատոր է , որի մուտքերից մեկին միացված է R1, VD1 տարրերով կազմված պարամետրական կայունարարը` որպես հենակային լարման աղբյուր, իսկ երկրորդ մուտքին կիրառվում է ելքային լարման մի մասը R2, R3-ով կազմված ՉՏ-ից: 

Կայունարարի մուտքային լարման միացման դեպքում DA1-ի չըշրջող մուտքին տրվում է պարամետրական կայունարարի ելքային U_ՀԼԱ լարումը:  DA1-ը անցնում է դրական ելքով կայուն վիճակին (U_ԿՍ=U_ԿՍ⁺): VT1-ը բացվում է և  L, R2, R3, C1 տարրերով հոսանք է անցնում: C1-ը լիցքավորվում է մինչև այն պահը, երբ  R3-ի վրա U_ՉՏ լարումը հավասարվում է U_ՀԼԱ լարմանը: U_ՉՏ=U_ՀԼԱ պահին DA1 կոմպարատորը շըրջվում, անցնում է ելքում U_ԿՍ=U_ԿՍ^- բացասկան կայուն վիճակին: U_ԿՍ^- լարումով VT1-ը փակվում է: Դրոսելով i_L  հոսանքը սկսում է նվազել: Արդյունքում դրոսելում ինդուկտվում է էլշու, որից VD2-ը բացվում է: L-ում  կուտակված  էներգիան  փոխանցվում  է  C1 - ին:

L - ով  հոսանքը շարունակում է նվազել մինչ այն պահը, երբ ընդունում է բեռի հոսանքից փոքր արժեք: Այդ պահից սկսած` C1 -ի լիցքաթափումը բեռով չի փոխահատուցվում  i_L -ով լիցքավորումով: Լարումը բեռի վրա նվազում է: Նվազում է նաև ՉՏ-ի ելքային U_ՉՏ լարումը: Երբ U_ՉՏ -ն հավասարվում է կոմպարատորի չշրջող մուտքի U_ՀԼԱ լարմանը, կոմպարատորը շըրջվում անցնում է U_ԿՍ=U_ԿՍ⁺ վիճակին: VT1-ը բացվում է, և նկարագրված գործընթացները կրկնվում են այնքան ժամանակ, մինչև որ ելքում հաստատվում է կայունացված լարման հաշվարկային արժեքը, մուտքային լարման անվանական արժեքի դեպքում:

Մուտքային լարման անվանական արժեքից մեծացման կամ փոքրացման դեպքում ԿՍ-ն փոփոխում է VT1-ի բաց և փակ վիճակների ժամանակահատվածներն այնպես, որ ելքում վերականգնի լարման արժեքը: Կայունացված լարումը տատանվում է U_ե=U_ՀԼԱ (R2+R3)/ R3 ամպլիտուդով, որի մեծությունը կախված է DA1 ուժեղարարի զգայնությունից:

Նկ.10.32ա-ում բերված է լայնաիմպուլսային մոդուլացումով աշխատող իմպուլսային կայունարարի սկզբունքային էլեկտրական սխեման, իսկ բ-ում` սխեմայի աշխատանքը բացահայտող գրաֆիկները: Սխեման բաղկացած է DA1... DA3 ԻԳՈՒ-ներով կազմված լայնաիմպուլսային մոդուլացումով ԼԻՄԳ լարման գեներատորից, VT1 կառավարող տրանզիստորից, R6,R7 ռեզիստորներից բաղկացած չափիչ տարրից (ՉՏ) և VD, L, C1 տարրերից: Մուտքային U_մ լարման անվանական  արժեքի դեպքում,  VT1 կառավարող տարրին ԼԻՄԳ-ի ելքից տրվում են T պարբերությամբ կրկնվող և t_ի0 տևողությամբ U_ԿՍ իմպուլսները:

Դրանք ձևավորվում են ՉՏ-ի  ելքային U_ՉՏ0 լարումով,  որը համեմատական է կայունարարի ելքային U_d  անվանական լարմանը (նկ.10.32,բ): Ելքային լարման U_d › U_են դեպքում,  ՉՏ-ի ելքային  U_ՉՏ0 լարումը աճում, ընդունում է U_ՉՏ1 արժեքը: ԼԻՄԳ - ի ելքում U_ԿՍ=U_ԿՍ1 իմպուլսների տևողությունը փոքրանում, ընդունում է t_ի1 արժեքը: Արդյունքում կայունարարի ելքային լարումը նվազում, վերականգնում է լարման անվանական արժեքը: Մուտքային լարման անվանական արժեքից փոքր (U_d < U_են) արժեքի դեպքում տեղի է ունենում հակառակ գործընթացը` U_ՉՏ0-ն փոքրանում, ընդունում է U_ՉՏ2 - արժեքը, որը հանգեցնում է U_ԿՍ = U_ԿՍ2 իմպուլսների t_ի2 տևողության մեծացման և ելքային լարման անվանական  արժեքի վերականգնման: Նույն  սկզբունքով կառուցվում են հաճախութաիմպուլսային մոդուլացումով (ՀԻՄ) կայունարարները: Կայունարարում միացվում է սպասող ուղղանկյուն իմպուլսների գեներատոր, որը ձևավորում է կարգավորող տարրի միացված ռեժիմի ժամանակահատվածը: Գեներատորի  թողարկման  հաճախությունը կախված է ելքային լարման անվանական արժեքից շեղման մեծությունից: Հաճախության ձևավորման խնդիրը լուծվում է ինտեգրատորի և կոմպարատորի միջոցով ուղղանկյուն իմպուլսների գեներատորի կիրառումով: Ինտեգրատորի մուտքին տրվում է կայունարարի ելքային լարման անվանական արժեքից շեղված և ուժեղացված ազդանշանը: Ինչքան մեծ է  այդ  շեղումը,  այնքան  ավելի արագ է ինտեգրատորի ելքային լարումը հավասարվում կոմպարատորի գործարկման շեմային լարմանը: Վերջինիս գործարկումով թողարկվում է սպասող ուղղանկյուն իմպուլսների գեներատորը: Միացվում են կայունարարի ԿՏ տարրը և ինտեգրատորի կոնդենսատորի լիցքաթափման բանալին: Արդյունքում ինչքան փոքր է ելքային լարման շեղումը, այնքան ավելի փոքր է ԿՏ-ի միացման - անջատման հաճախությունը և հակառակը:       

Նկ.10.33-ում բերված է ՀԻՄ կայունարարի սխեմայի մի տարբերակ: DA1-ը ելքային լարման անվանական արժեքից շեղման լարման  ուժեղարարն է: Ինտեգրատորը կազմված է DA2 ուժեղարարից R, C2 տարրերից և SW1 բանալուց: DD2-ը հիստերեզիստային բնութագծով կոմպարատոր է (օրինակ Շմիտտի տրիգեր), որի ելքային լարումով թողարկվում է սպասող ռեժիմում աշխատող DD1 գեներատորը: DD1-ը կառավարում է VT1- ով ԿՏ-ի և SW1 բանալու աշխատանքը: Ուժեղարարի մի մուտքին տրվում է հենակային U_հ լարումը, իսկ մյուս մուտքին` ելքային լարումը: Դրանց ուժեղացված տարբերությունը SW1 բանալու անջատված վիճակում ինտեգրվում է  DA2-ով  կազմված ինտեգրատորով: Ինտեգրատորի ելքում լարումը փոփոխվում է գծային օրենքով: Երբ այն հավասարվում է DD2 կոմպարատորի շեմային լարմանը, կոմպարատորը գործարկվում է: Դրա ելքային ազդանշանով թողարկվում է DD1-ը, որը որոշակի ժամանակ (ելքային իմպուլսի տևողությամբ) միացված է պահում  VT1 կարգավորող տարրը և SW1 բանալին: Դրանց միացման ընթացքում ինտեգրատորի ելքային լարումը նվազում է մինչև զրո արժեքը: DD2-ը, հետևաբար և  DD1-ը վերադառնում են սկզբնական վիճակին: VT1-ը և   SW1-ը անջատվում են: Ինտեգրատորի ելքում լարումը նորից սկսում է աճել DA1- ի ելքային լարումից, որն առաջանում է ելքային լարման անվանական արժեքի շեղումից: Ինչքան մեծ է այդ շեղումը, այնքան ավելի արագ է փոփոխվում ինտեգրատորի ելքային լարումը, հետևաբար ավելի մեծ է DA2-ի ելքային իմպուլսների հաճախությունը:

Կայունարարի ելքային լարման կայունությունը կախված է DA1- ի ուժեղացման գործակցի մեծությունից և ուղիղ համեմատական ուժեղացման գործակիցին:

Դիտարկված սխեմաներում պատկերվել են երկբևեռ տրանզիստորներով կառավարող տարրերով իմպուլսային կայունարարներ: Այդ ԿՏ-ները հաջողությամբ կարող են փոխարինվել դաշտային,  IGBT և այլ տեսակի տրանզիստորներով, ինչպես նաև տիրիստորներով: Դրանցում փոփոխվում է միայն կառավարման սխեմայի կառուցվածքը:

>>

10.4.4.6. Կոնդենսատորների կոմուտացմամբ  իմպուլսային երկրորդային սնման լարման  աղբյուրներ

Իմպուլսային կայունարարում դրոսելը գերլարումների և էլեկտրամագնիսական աղմուկների առաջացման աղբյուր է, և որոշ սխեմաներում դրանց առկայությունը ցանկալի չէ : Այդպիսի դեպքերում կիրառվում են կոնդենսատորների կոմուտացմամբ ԵԷՍԱ-ներ: 

Կոնդենսատորների կոմուտացմամբ ԵԷՍԱ-ի կառուցվածքային սխեմաները բերված են նկ.10.34,ա,բ-ում: Այդ սխեմաները իրականացված են ICL7660 (1168EП1) ինտեգրալ միկրոսխեմաներում: Միկրոսխեման բաղկացած է S1 - S4 երկկողմանի դաշտային ՄՄԿ (МОП) տրանզիստորներով բանալիներից, տակտային իմպուլսների G գեներատորից և բանալիների կառավարման սխեմայից: Կառավարման սխեման ՈՉ տարր է, որով ապահովվում է S1, S3-ի միացված վիճակում S2, S4-ի անջատված վիճակը և S1, S3-ի անջատված վիճակում` S2, S4-ի միացված վիճակը: C1 կոնդենսատորը մուտքային շղթայից լիցքերը տեղափոխում է C2 - ին, իսկ C2 - ը պահպանում է լարումը ելքում C1 - ի լիցքավորման ընթացքում:

Նկ.10.34,ա-ում բերված է  ինվերտորի  սխեման: Այն աշխատում է երկու տակտով: Առաջին տակտի ընթացքում միացված են S1 և S3 բանալիները: C1 կոնդենսատորը միացված է մուտքային լարմանը և լիցքավորվում է մինչև U_մ արժեքը: Երկրորդ տակտում միանում են S2 և S4 բանալիները: C1 կոնդենսատորն անջատվում է մուտքից և շրջված միանում է ելքին: Դրանով C1 -ի լարումը փոխանցվում է C2-ին (բեռին)` ելքում ապահովելով մոտավորապես - U_մ լարում:

Լարման կրկնիչի սխեման պատկերվածէ նկ.10.34,բ-ում: Այստեղ առաջին տակտի ընթացքում միացված են S2 և S4 բանալիները: C1-ը միացված է U_մ -ին և լիցքավորվում է: Երկրորդ տակտում  S2, S4-ը անջատվում, միանում են S1, S3-ը: Վերջիններս C1-ը միացնում են հաջորդաբար և համաձայն U_մ -ին: C2-ին հաղորդվում է ≈2U_մ լարում:

>>

Ստուգողական հարցեր

1.Թվարկել եկրորդային էլեկտրասնման աղբյուրների տարատեսակությունները և բացատրել դրանց նշանակությունը:

2. Բացատրել միաֆազ հոսանքի միակիսապարբերական և երկկիսապարբերական ուղղիչների աշխատանքը:

3. Բացատրել բազմապատկումով ուղղիչների աշխատանքը:

4. Ո՞րն է զտիչի գործառույթը:

5. Ինչպե՞ս մեծացնել զտիչի հարթեցման գործակիցը:

6. Դասակարգել հաստատուն լարման կայունարարները:

7. Բացատրել լարման պարամետրական կայունարարի աշխատանքի սկզբունքը,  և թվարկել դրանց թերությունները:

8. Գծել լարման փոխհատացումով անընդահատ կայունարարի կառուցվածքյին սխեման

9. Բացահայտել լարման պարամետրական  և փոխհատուցումով կայունարարների պարամետրերի տարբերությունները:

10. Ինչպե՞ս է աշխատում լարման  փոխհատուցումով կայունարարի կարճ միացումից պաշտպանող շղթան:       

11. Եռաֆազ հոսանքի ուղղման ի՞նչպիսի սխեմաներ կան:

12. Թվարկել եռաֆազ հոսանքի կամրջակային սխեմայի առավելությունները դուրս բերված զրոյով սխեմայի համեմատ:

13.Որո՞նք են իմպուլսային ԵԷՍԱ-ների առանձնահատկությունները

14. Գծել լարման նվազումով իմպուլսային կայունարարի կառուցվածքային սխեման, բացատրել աշխատանքի սկզբունքը:

22. Գծել լարման բարձրացումով իմպուլսային կայունարարի կառուցվածքային սխեման, բացատրել աշխատանքի սկզբունքը:

23. Գծել լարման շրջումով իմպուլսային կայունարարի կառուցվածքային սխեման, բացատրե աշխատանքի սկզբունքը:

24. Կատարել նվազումով, բարձրացումով և շրջումով լարման իմպուլսային կայունարարների հատկությունների համեմատական վերլուծություն:

25. Բացատրել լայնաիմպուլսային մոդուլացումով լարման իմպուլսային կայունարարի աշխատանքը:

>>

ՀԱՎԵԼՎԱԾՆԵՐ

Հավելված 1:  Մեթոդական ցուցումներ սխեմաների տարրերի ընտրման վերաբերյալ

ԻԳՈՒ -ների ընտրման ժամանակ անհրաժեշտ է ապահովել առաջադրանքում տրված պարամետրերի և  ընտրվող ուժեղարարի պարամետրերի համապատասխանությունը` համաձայն հետևյալ առնչությունների:

ԻԳՈՒ-ի ուժեղացման Ku գործակիցը պետք է առաջադրանքում պահանջվող Ku1 ուժեղացման գործակցից մեծ լինի, որպեսզի հետադարձ կապի միջոցով ապահովվի պահանջվող Ku1 արժեքը (Ku > Ku1):

ԻԳՈւ-ի միավոր ուժեղացման f₁ հաճախությունը պետք է գերազանցի առաջադրանքում տրված առավելագույն fսբ հաճախությունը Ku1 անգամ  ( f₁≥ Ku1∙fսբ),

ԻԳՈւ-ի ելքային լարման Uեm արժեքը պետք է լինի հավասար կամ մեծ առաջադրանքում պահանջվող ելքային լարման Uեmառ_. առավելագույն արժեքից (Uեm≥Uեmառ_.),

 ԻԳՈւ-ի ելքում միացվող բեռի լրիվ դիմադրությունը պետք է գերազանցի ԻԳՈՒ-ի բեռի նվազագույն R_բmin արժեքը  (R_բլ ≥R_բmin): Այդ դեպքում ԻԳՈՒ-ի ելքային հոսանքը չի գերազանցում  թույլատրելի U_եm/R_բmin մեծությունը: R_բլ-ը որոշվում է առաջադրված Rբ-ով և դրան միացված զուգահեռ դիմադրություններով:

ԻԳՈւ-ն իմպուլսային սարքերում կիրառելիս ելքային լարման աճի անհրա ժեշտ առավելագույն U_եm / t_ճ արժեքը պետք է հավասար լինի ԻԳՈւ-ի Vu մեծությանը կամ նրանից փոքր (t_ճ-ն սխեմայում առաջադրված ճակատի նվազագույն արժեքն է):

ԻԳՈւ- ի մուտքերում և հետադարձ կապի շղթայում միացվող ռեզիստորների արժեքները պետք է ընտրվեն որոշակի սահմաններում: Մուտքում միացվող ռեզիստորի դիմադրությունը պետք է մեծ լինի, որպեսզի մուտքային ազդանշանի աղբյուրը չգերբեռնվի: Միաժամանակ այն շատ չի կարող մեծացվել, քանի որ այդ դեպքում մուտքային հոսանքը ռեզիստորի վրա առաջացնում է մեծ լարման անկում, և ուժեղացման գործակիցը փոքրանում է: Սովորաբար ուժեղարարի մուտքային շղթայում միացվող ռեզիստորի դիմադրությունն ընտրվում է  (1...10) կՕմ տիրույթում: Հետադարձ կապի շղթայի ռեզիստորի դիմադրությունը որոշվում է պահանջվող ուժեղացման գործակցի և հետադարձ կապի շղթայով հոսող հոսանքի արժեքներով: Մեծ մասամբ այդ դիմադրությունը գտնվում է (10...100)կՕմ սահմաններում: Ավելի մեծ դիմադրություններն օժտված են աղմուկների մեծ մակարդակով:

Ռեզիստորների դիմադրությունների ընտրումից և հաշվարկից հետո անհրաժեշտ է ընտրել դրանց մակնիշը: Մակնիշն ընտրվում է` հիմք ընդունելով արտադրվող ռեզիստորների արժեքները համաձայն E24 կամ E48 շարքերի սանդղակի, որորնք բերված են աղյ. Հ11.1-ում: Եթե ռեզիստորի դիմադրությունն այդ շարքերում բացակայում է, ընտրվում է հաշվարկային արժեքին ամենամոտ արժեքով շարքի դիմադրությունը (մեծ կամ փոքր):  Խնդրի ավելի խիստ պահանջների դեպքում շարքի դիմադրությունների հաջորդական և զուգահեռ միացումով ապահովվում է հաշվարկային դիմադրության արժեքը: Հաշվվում է շարքից ընտրված ռեզիստորում հզորության ծախսը` P=U²/R=I²R,  որտեղ U-ն սխեմայում տվյալ ռեզիստորի վրա լարումն է, I-ն` դրանով հոսանքը: Ռեզիստորի մակնիշն ընտրվում է դիմադրությունների սանդղակից ըստ ռեզիստորի դիմադրության արժեքի և հաշվարկված  P հզորության: Ընդ որում, ընտրված ռեզիստորի հզորությունը, որը բերվում է ռեզիստորների աղյուսակներում, պետք է  հավասար լինի հաշվարկային հզորությանը կամ դրանից մեծ:

Օրինակ, ենթադրենք ռեզիստորի հաշվարկային դիմադրությունը 3,25 կՕմ է: Ռեզիստորների սանդղակից ընտրում ենք 3,3 կՕմ դիմադրության ռեզիստորը: Հաշվում ենք վերջինում հզորության ծախսը: Ենթադրենք ստացվեց P=0,2 Վտ: Ռեզիստորների աղյուսակից (աղյ.Հ11.1) ընտրում ենք C2-33H մակնիշի P=0,25Վտ հզորության ռեզիստորը: Այդ հզորության ռեզիստորներն արտադրվում են (1...5,1)գ10⁶ Օմ E24 շարքի դիմադրություններով: Ընտրված 3,3 կՕմ դիմադրությունը այդ շարքում է: Այսպիսով, ընտրում ենք մակնիշի  ռեզիստորը: Եթե P=0,4 Վտ, ընտրում ենք մակնիշի ռեզիստորը:

Փոփոխական ռեզիստորներն ընտրվում են նույն սկզբունքով, ինչ որ հաստատուն ռեզիստորները: Դրանք արտադրվում են E6 շարքի սանդղակով (աղյ. Հ11.2):               Կոնդենսատորների մակնիշի ընտրումը կատարվում է` ելնելով տվյալ կոնդենսատորի ունակության հաշվարկային արժեքից և սխեմայում դրա վրա լարման առավելագույն մեծությունից: Ընդ որում, կոնդենսատորների վերաբերյալ աղյուսակում լարման բերված մեծությունը պետք է հավասար լինի կամ սխեմայում լարման առավելագույն մեծությանը կամ դրանից մեծ :

Օրինակ, ենթադրենք կոնդենսատորի հաշվարկային արժեքը  5,1գ10² պՖ է, իսկ լարումը կոնդենսատորի վրա` 20 Վ: Կոնդենսատորներն արտադրվում են E24 և E6 շարքի արժեքներով: Աղյուսակ 8.3-ից ընտրում ենք K10-17  մակնիշի աշխատանքային 25Վ լարումով կոնդենսատորը [5,1գ10<sup>2</sup> պՖ ունակությամբ կոնդենսատորը գտնվում է ( 2.2գ10<sup>2</sup>... 22գ10<sup>5</sup> ) պՖ շարքում]: Ընտրված կոնդենսատորը կլինի` 

Եթե անհրաժեշտ ունակության   կոնդենսատորը E24 կամ E6 շարքերում բացակայում է, ընտրվում է հաշվարկային արժեքին ամենամոտ արժեքով ունակության կոնդենսատորը (մեծ կամ փոքր):  Խնդրի ավելի խիստ պահանջների դեպքում շարքի կոնդենսատորների հաջորդական և զուգահեռ միացումով ապահովվում է հաշվարկային ունակության արժեքը:

Կիսահաղորչային դիոդների վերաբերյալ գրականություններում բերվում են դիոդների էլեկտրական և շահագործման սահմանային պարամետրերը: Դիոդների ընտրությունը կատարվում է սխեմայում միացվող դիոդի պարամետրերի և գրականությունում բերված դիոդների պարամետրերի համեմատումով: Էլեկտրական պարամետրեր են` բաց վիճակում դիոդի վրա ուղիղ լարման միջին (U<sub>ու.մ</sub>) և փակ վիճակում` դիոդով հակառակ հոսանքի (I_հ) արժեքները: Շահագործման սահմանային պարամետրերն են` դիոդի վրա հակառակ լարման առավելագույն (U<sub>հ</sub>), ուղիղ միջին  հոսանքի (I<sub>ու.մ.</sub>),  աշխատանքային հաճախության (f<sub>ա</sub>)  և շրջապատի ջերմաստիճանի (T<sub>ա</sub>)   առավելագույն արժեքները:Օրինակ, ենթադրենք սխեմայում միացված դիոդի հաշվարկային անհրաժեշտ պարամետրերն են` U_ու.մ =1Վ, I_հ =50մկԱ, U_հ =  15Վ, I_ու.մ.= 25մԱ, T_ա ≤ 30⁰C: Այդ պարամետրերին բավարարում է D106A դիոդը (աղյ.Հ9.1):

>>

Հավելված 2: Էլեկտրոնային շղթաների հաշվարկային օրինակներ:

Օրինակ 1: Ընտրել սխեման և հաշվել  հաստատուն  հոսանքի մասշտաբային   ուժեղարար:  Հաշվարկային   տվյալներ `  ուժեղացման   գործակիցը

Ku1 = - 50,  բեռի դիմադրությունը R_բ ≥ 5կՕմ, ելքային առավելագույն լարումը

Լուծում: Ընտրում ենք չշրջող մասշտաբային ուժեղարարի նկ.4.2,ա-ում բերված սխեման: Սխեմայի ելքում միացնում ենք  R_բ  բեռը: Հաշվարկը սկսվում է ԻԳՈՒ-ի ընտրումով (տես հավելված 1): Առաջադրանքի պայմաններին բավարարում է 140УД8А մակնիշի ԻԳՈՒ-ն, որի պարամետրերն են`

Մասշտաբային ուժեղարարի ուժեղացման գործակիցը հաշվում ենք օգտվելով (4.10) արտահայտությունից: ԻԳՈՒ-ի համար լրիվ բեռը   դիմադրությունն է: Հետևաբար, նվազագույն բեռի ապահովման պայմանը կարող է արտահայտվել հետևյալ առնչությամբ՝

Տեղադրելով (4.10) - ի մեջ |Ku1| = 50 ` կստանանք R2=50R1:  Ընտրում ենք R1=1կՕմ=R3 և հաշվում՝  R2=50 կՕմ : Այնուհետև վերջին արտահայտությունում R2-ը փոխարինում ենք 50R1 -ով և ստուգում ենք Rբլ. > Rբmin պայմանը՝

Հաշվում ենք ռեզիստորների վրա անջատված հզորության առավելագույն արժեքները: R1 և R2 ռեզիստորներով հոսում է հոսանք: Հետևաբար Հզորությունների ստացված արժեքներից տեսնում ենք, որ դրանք չեն գերազանցում է 0,002Վտ մեծությունը, ուստի ընտրում ենք C2-29B մակնիշի 0,125Վտ հզորության ռեզիստորներ (հավելված Հ11.1-ում բերված ռեզիստրների ցանկում 1կՕմ և 50 կՕմ ավելի փոքր հզորության ռեզիստորները բացակայում են):

Օրինակ,     

Դիտարկված սխեման փոփոխական հոսանքի ուժեղարարներում կիրառման դեպքում ԻԳՈՒ-ի մուտքային շղթայով և մուտքային լարման աղբյուրով անցնում է հաստատուն հոսանք: Որոշ դեպքերում մուտքային լարման աղբյուրով հոսանքի հաստատուն բաղադրիչի անցկացումն արգելվում է:  Այդ հոսանքի արգելման նպատակով միացնում են բաժանիչ ունակություն R1-ի և մուտքային լարման աղբյուրի միջև: Բացի դրանից, անհրաժեշտ է լինում հաշվի առնել մուտքային լարման աղբյուրի Rգ ներքին դիմադրությունը: Բաժանիչ C կոնդենսատորը հաշվում են տրված fսց սահմանային ցածր հաճախության դեպքում` համաձայն արտահայտության, իսկ ուժեղացման գործակիցը` արտահայտության: Քանի որ C-ի միացման դեպքում հաստատուն հոսանք հոսում է R2-ով՝ ընտրում ենք R3=R2:

Բեռը ուժեղարարի ելքին բաժանիչ ունակության միացման դեպքում ունակությունների հաշվարկային արժեքը պետք է կրկնապատկել:

Չշրջող մասշտաբային ուժեղարարի հաշվարկը կատարվում է նույն եղանակով՝ օգտվելով նկ.4.1,ա-ում բերված սխեմայից և ուժեղացման գործակցի (4.1) հավասարումից: Բաժանիչ ունակության միացման և մուտքային լարման աղբյուրի ներքին դիմադրության առկայության դեպքում նկ.4.1,ա-ում բերված սխեմայում R3 դիմադրությունը հողանցվում է« իսկ մուտքային լարման աղբյուրն իր Rգ ներքին դիմադրությամբ միացվում է ԻԳՈՒ-ի չշրջող մուտքին: Այդ դեպքում բաժանիչ ունակությունը և ուժեղացման գործակիցը որոշվում են հետևյալ հավասարումներով՝

Օրինակ 2: Ընտրել սխեման և հաշվել ԻԳՈՒ-ով սինուսոիդային լարման գեներատոր: Հաշվարկային տվյալներ՝ տատանումների հաճախությունը f₀=1կՀց, ամպլիտուդը Um=10 Վ, բեռի դիմադրությունը Rբ=10 կՕմ, հաճախության հարաբերական փոփոխությունը  

Լուծում: Ընտրում ենք նկ.8.5-ում բերված սխեման, որն ապահովում է առավել կայուն պարամետրեր: Հաշվարկն սկսվում է ԻԳՈՒ-ի ընտրումով: ԻԳՈՒ-ի ընտրումը իրականացվում է` խնդրում առաջադրված պարամետրերը համեմատելով ԻԳՈՒ-ների պարամետրերի հետ:  Խնդրի պայմաններին բավարարում է К140УД6 մակնիշի ԻԳՈՒ-ն, որի պարամետրերն են՝ միավոր ուժեղացման հաճախությունը f<sub>1</sub>=1ՄՀց, ելքային լարման առավելագույն արժեքը U<sub>եm</sub>=11Վ, սնման լարումները E=±15Վ, մուտքային դիմադրությունը R<sub>մ</sub> =1ՄՕմ,  ելքային դիմադրությունը R<sub>ե</sub>=150 Օմ, բեռի նվազագույն դիմադրությունը Rբmin=1կՕմ, ուժեղացման գործակիցը` Ku0 =3∙10⁴, ելքային լարման աճի առավելագույն արագությունը` Vu =2 Վ/մկվ [1]:

ԻԳՈՒ-ի ընտրումից հետո հաշվում ենք սխեմայի տարրերի (R,C) պարամետրերը: Հաշվարկի համար օգտվում ենք ընտրված սխեմայի ելքային լարման հաճախության և ամպլիտուդի (8.6) որոշման հավասարումներից և դրանց ապահովման պայմաններից: Միաժամանակ այդ պայմանները պետք է ապահովեն ԻԳՈՒ-ի ելքում բեռի նվազագույն արժեքից ոչ փոքր դիմադրություն: Նշված պայմաններն արտահայտվում են հետևյալ հավասարումներով՝

Ունենք 5 հավասարում և 6 անհայտ: Լուծման համար պարամետրերից մեկը ընտրում ենք, մյուսները՝  հաշվում: Ընտրենք R4  = R2 = 51 կՕմ և հաշվենք R1=R2/0.1, R1=10 R2 = 510 կՕմ,  R3=R4/0.2 = 5R4 =255 կՕմ (դիմադրությունների սանդղակից ընտրում ենք R3=240կՕմ,  որի դեպքում Ku=1+R4/R3=1.215>1.2  և գեներացիայի պայմանն ապահովվում է): f₀-ի հավասարումից որոշում ենք C-ի արժեքը՝

R5 - ը որոշում ենք Um-ի արտահայտությունից՝

Դիմադրությունների  սանդղակից  ընտրում ենք  R5=R6=3.9կՕմ + 0,2կՕմ  (երկու դիմադրությունների հաջորդական միացում):

Գեներատորի ելքային լարման հաճախության հարաբերական փոփոխությունը որոշվում է հետևյալ պայմանից [2]՝

Հաճախության հարաբերական փոփոխության ստացված արժեքը բավարարում է խնդրի պահանջին Չբավարարելու դեպքում անհրաժեշտ է ընտրել ավելի մեծ ուժեղացման գործակցով և ելքային լարման աճի արագությամբ ԻԳՈՒ:

Դիոդներն ընտրվում են` դրանց վրա հակառակ լարման (U_հ), ուղիղ հոսանքի և հաճախության առավելագույն արժեքներից ելնելով:  Գեներատորի սխեմայում դիոդներին կիրառված հակառակ լարումը չի գերազանցում ԻԳՈՒ-ի սնման լարումների մեծությունը (15Վ), իսկ ուղիղ հոսանքի առավելագույն արժեքը սահմանափակվում է հետևյալ մեծությամբ՝

Դիոդների պարամետրերի պահանջվող արժեքներին բավարարում է KD104A մակնիշի դիոդը, որն ունի հետևյալ պարամետրերը՝   I_ուղ=10 մԱ, U_հ=300Վ, f=10 կՀց [11]:

Ընտրում ենք դիմադրությունների և ունակությունների մակնիշները: Դիմադրություններն ընտրվում են ելնելով դրանց վրա անջատված հզորության առավելագույն արժեքից: Դիմադրությունների վրա անջատված հզորությունները կլինեն՝

Ստացված արդյունքներից երևում է, որ դիմադրությունների վրա անջատված հզորությունները չեն գերազանցում 0,025Վտ մեծությունը: Ընտրում ենք C2-33H մակնիշի 0,125Վտ հզորության ռեզիստորներ (հավելված Հ11.1): Օրինակ,

Կոնդենսատորներն ընտրվում են՝ ելնելով պահանջվող ունակության և աշխատանքային լարման առավելագույն արժեքից (կարող են լինել նաև այլ պարամետրեր): Ընտրում ենք K10-17 մակնիշի կոնդենսատորը: Օրինակ,

Օրինակ 3: Ընտրել սխեման և հաշվել ԻԳՈՒ-ով ուղղանկյուն իմպուլսների գեներատոր:

Ինքնատատնման ռեժիմ: Հաշվարկային տվյալներ՝ ելքային իմպուլսների ամպլիտուդը՝ իմպուլսի և դադարի տևողությունները՝ t_ի= t_դ=50մկվ, ճակատների տևողությունը՝  t_ճ<1մկվ:

Լուծում: Ընտրում ենք գեներատորի սխեման և ԻԳՈՒ-ի մակնիշը՝ ելնելով առաջադրանքի պայմաններից: t_ի=t_դ, հետևաբար ընտրում ենք նկ.8.12-ում բերված սխեման: Գեներատորի ելքային  լարման աճի առավելագույն արագությունը չպետք է գերազանցի ԻԳՈՒ-ի ելքային լարման աճի Vu առավելագույն արժեքը, իսկ ամպլիտուդը պետք է փոքր լինի ԻԳՈՒ-ի ելքային լարման U_2m առավելագույն արժեքից: Դիտարկվող օրինակի դեպքում պետք է ապահովել

 արժեքները: Այդ պայմաններին բավարարում է K140УД11 մակնիշի ԻԳՈՒ-ն, որի պարամետրերն ունեն հետևյալ արժեքները [1]՝   (սնման լարման   արժեքների դեպքում), V_U=50Վ/մկվ և -20 Վ/մկվ,  Ku=25000, R_ե=2կՕմ, R_մ=0,4մՕմ: Այս ԻԳՈՒ-ն Uս=±15Վ լարման դեպքում ելքում ապահովվում է   լարում և V_ա>10Վ/մկվ, հետևաբար բավարարում է խնդրի պայմաններին, և ընտրությունը ճիշտ է:

Գեներատորի ելքային իմպուլսի և դադարի տևողությունը որոշվում է (8.12) հավասարումով, որից երևում է, որ պահանջվող t_ի=t_դ մեծությունը կարող է ապահովվել՝  հաշվելով C-ի մեծությունը հետևյալ հավասարումով

Դիմադրություններն ընտրում ենք R<<R_մ և R1+R2>R_ե պայմաններից: R=100կՕմ և R1+R2=20կՕմ, R2=18կՕմ, R1=2կՕմ: Տեղադրելով C-ի հավասարման մեջ համապատասխան արժեքները` կստանանք

Ռեզիստորների և կոնդենսատորների մակնիշներն ընտրվում են հավելված 1-ում բերված եղանակով:

Եթե իմպուլսի և դադարի տևողությունները տարբերվում են իրարից, ընտրում ենք ոչ սիմետրիկ գեներատորի սխեման (նկ. 8.13): Այս դեպքում համաձայն (8.12) և (8.13) հավասարումների կունենանք՝

որտեղից R3-ի և R4-ի համար կստանանք հետևյալ արտահայտությունները՝

Ընտրելով C-ի մեծությունը և տեղադրելով t_ի« t_դ տրված արժեքները` որոշվում են R3 և R4 դիմադրությունների մեծությունները:

Սպասող ռեժիմ: Սպասող ռեժիմում գեներատորի (նկ. 8.14) հաշվարկը կատարվում է նույն դատողություններով և համաձայն (8.15) և (8.16) հավասարումների: C - ն որոշվում է (8.15)-ից հետևյալ հավասարմամբ՝

Սպասող ռեժիմի վերականգնման ժամանակը որոշում ենք (8.16)-ից հետևյալ հավասարմամբ՝

Իմպուլսների կրկնման առավելագույն հաճախությունը կլինի՝

Մուտքային թողարկող իմպուլսի ամպլիտուդը պետք է բավարարի հետևյալ պայմանին՝

Ընտրում ենք КД513А մակնիշի դիոդը« որի պարամետրերն են՝ թույլատրելի հակառակ լարումը 50Վ, միջին ուղիղ հոսանքը՝ 100մԱ:

Օրինակ 4: Ընտրել սխեման և հաշվել տրամաբանական տարրերով ուղղանկյուն իմպուլսների գեներատոր:

Ինքնատատանման ռեժիմ: Հաշվարկային տվյալներ՝ ելքային իմպուլսների ամպլիտուդը U_եm>2Վ, իմպուլսների և դադարի տևողությունը՝ t_ի=t_դ=50 մկվ, իմպուլսի ճակատների տևողությունը t_ճ<1 մկվ:

Առաջադրանքի պահանջներին բավարարում է նկ.8.19-ում բերված սխեման: Ընտրում ենք տրամաբանական տարրի մակնիշը հետևյալ պայմաններից՝ U_եm=U¹ - U⁰ և t_ճ < t_տհմ: Այդ պայմաններին բավարարում է К155ЛА1 մակնիշի տրամաբանական տարրը, որի պարամետրերն ունեն հետևյալ արժեքները [11]՝ 

Այդ տարրի համար և բավարարում է t_ճ<t_տհմ պայմանին:

Օգտվելով (8.22) հավասարումից և հաշվի առնելով, որ R1>R_ե, կարող ենք գրել՝

Ընտրում ենք R1=R2=10 կՕմ և կստանանք՝ C1=C2=10 նՖ: Ինչպես և նախորդ օրինակում, սխեմայում օգտագործում ենք KD513A դիոդը:

Իմպուլսի տևողության և դադարի ոչ հավասար արժեքների դեպքում  մեծությունները՝

Ընտրում ենք R1=R2=10կՕմ և կստանանք՝ C1=10նՖ, C2=4 նՖ: Ռեզիստորների և կոնդենսատորների մակնիշները ընտրում ենք օրինակ 2-ում բերված եղանակով:

Սպասող ռեժիմ: Սպասող ռեժիմում (նկ.8.25) C1-ը հաշվվում է ինքնատատանման ռեժիմի հաշվարկի եղանակով: Վերականգնման t_վ ժամանակը հաշվում ենք հետևյալ հավասարումով՝

Օրինակ 5: Ընտրել սխեման և հաշվել ԻԳՈՒ-ով սահմանափակիչ ներքևից: Հաշվարկային տվյալներ՝ սահմանափակման մակարդակը=-6Վ, ուժեղացման գործակիցը աշխատանքային տիրույթում K₁=-10, իսկ սահմանափակման տիրույթում՝ K₂= - 1, մուտքային և ելքային լարումների փոփոխման սահմանները հաճախության առավելագույն արժեքը՝ f₁=100կՀց:

Լուծում: Ընտրում ենք նկ. 4.49-ում բերված սխեման: Խնդրի պայմաններին բավարարում է K140УД6 մակնիշի ԻԳՈՒ-ն, որի պարամետրերն ունեն հետևյալ արժեքները [1]՝ ուժեղացման գործակիցը K_u=10∙10³, սնման լարումները ելքային լարման առավելագույն արժեքը U_2m=11Վ, բեռի նվազագույն դիմադրությունը R_բ=1կՕմ, սահմանային հաճախությունը 1ՄՀց: Ընտրում ենք դիոդի մակնիշը: Խնդրի պայմաններին բավարարում է D2B դիոդը, որի պարամետրերն ունեն հետևյալ արժեքները՝ հակառակ լարման թույլատրելի մեծությունը U_եթ=30Վ, ուղիղ հոսանքի առավելագույն արժեքը I_ուղ= 25 մԱ, ուղիղ լարման արժեքը U_դ=1Վ (դիոդն ընտրվում է օրինակ 2¬ում բերված եղանակով):

Ուժեղացման տիրույթում ուժեղացման գործակիցը որոշվում է K₁= - 2/R1 = -10 բանաձևով,  որտեղից R3-ը պետք է ընտրել այնպես, որ ԻԳՈՒ-ի ելքային հոսանքը չգերազանցի U_2m/R_բ=11Վ/1∙10³Ա=11մԱ մեծությունը: Ընտրում ենք Սահմանափակման տիրույթում ուժեղացման գործակիցը որոշվում է (4.60) հավասարումով: Տեղադրելով (4.60)-ի մեջ K₂,R2, R3 պարամետրերի մեծությունները` որոշում ենք R1=0.9 կՕմ: Հաշվի առնելով, որ կստանանք R2=10R1=9 կՕմ: R4-ը հաշվում ենք (4.61)-ից՝ տեղադրելով  պարամետրերի արժեքները՝ R4=2 կՕմ (E₁-ը ընդունում ենք հավասար սնման լարմանը +15Վ):

Ռեզիստորների և կոնդենսատորների մակնիշները ընտրվում են օրինակ 1-ում բերված եղանակով:

Վերևից սահմանափակիչը (նկ. 4.50) հաշվվում է նույն եղանակով:

Երկկողմանի սահմանափակիչի (նկ.4.51) հաշվարկը բաղկացած է ներքևից և վերևից սահմանափակիչների հաշվարկներից:

Օրինակ 6: Ընտրել սխեման և կատարել ԻԳՈՒ-ով ճշգրիտ սահմանափակիչի հաշվարկ: Հաշվարկային տվյալները՝ ելքային լարման մակարդակները՝  ուժեղացման տիրույթում ուժեղացման գործակիցը՝ K₁=5, մուտքային և ելքային լարումների փոփոխման սահմանները՝   ±10Վ,  հաճախության առավելագույն արժեքը՝ 50կՀց, բեռի դիմադրությունը՝ R_բ=5կՕմ:

Լուծում: Ընտրում ենք նկ.4.54-ում բերված ճշգրիտ սահմանափակիչի սխեման: Խնդրի պայմաններին լրիվ բավարարում են նախորդ օրինակում ընտրված К140УД6 մակնիշի ուժեղարարը և D2B դիոդը:

Հաշվի առնելով,  որ ԻԳՈՒ-ի ելքային արավելագույն հոսանքը չպետք է գերազանցի 11մԱ մեծությունը, իսկ բեռով հոսող հոսանքը հավասար է  ընտրում ենք R1+R2 = 10կՕմ: R1-ի և R2-ի արժեքները որոշում ենք K₁=1+R2/R1=5 և R1+R2  հավասարումների լուծումից և ստանում R1 = 2 կՕմ, R2=8կՕմ, R3, R4 դիմադրությունները հաշվում ենք (4.64), (4.65) հավասարումներից՝ տեղադրելով մեծությունները և ստանում ենք՝ R3=1,7 կՕմ, R4=9,35 կՕմ:

Ռեզիստորների և կոնդենսատորների մակնիշները ընտրվում են օրինակ 1-ում բերված եղանակով:  

>>

Հավելված 3: Ինտեգրալ գործառական ուժեղարարներ:           

Աղյուսակ Հ.3.1-ում բերված են ինտեգրալ գործառական ուժեղարարների պարամետրերը` Ku - լարման ուժեղացման գործակից, f₁ - միավոր ուժեղացման հաճախություն, ՞ U_սն - սնման լարման արժեքներ, I_ծ - հոսանքի ծախս, U_ե - ելքային լարման առավելագույն արժեք, U_շեղ - շեղման լարման մեծություն, R_մդ - մուտքային դիֆերենցիալ դիմադրություն, R_ե - ելքային դիմադրություն, Uշ /∆t - շեղման լարման ջերմաստիճանային դրեյֆ, Vu  - ելքային լարման աճի առավելագույն արագություն, R_բ - բեռի նվազագույն դիմադրություն:                                 

>>

Հավելված 4:  Ինտեգրալ կոմպարատորներ: Աղյուսակ Հ.4.1-ում բերված են ինտեգրալ կոմպարատորներ պարամետրերը` Ku - ուժեղացման գործակից,  U, U₁, U₂, U₃ - սնման լարումներ , I_ծ – հոսանքի ծախս, U_շեղ - շեղման լարում, U_հ - հենակային լարում, U_ս - ստրոբ  լարում, I_մ - մուտքային հոսանք, I_ե - ելքային հսանք, t_փ -փոխանջատման ժամանակ,ԿՍ - կառավարման սխեմայի տեսակը:                                                                                                                                                       

ee

>>

>>

>>

>>

>>

>>

>>

Հավելված 11:  Ռեզիստորներ (դիմադրություններ)

Ռեզիստորները բաժանվում են երկու խմբի` հաստատուն և փոփոխական ռեզիտորներ:

Հաստատուն ռեզիստորները արտադրվում են դիմադրությունների դիսկրետ արժեքների որոշակի շարքերով`  E6, E24, E48, E96, E192:

Կսահմանափակվենք  E6, E24, E48 շարքերում դիմադրությունների սանդղակների դիտարկումով:

 E6 շարք` 1; 1,5;  2,2; 3,3; 4,7; 6,8:

 E24 շարք` 1; 1,1; 1,2; 1,3; 1,5; 1,6; 1,8; 2,0; 2,2; 2,4; 2,7; 3,0; 3,3; 3,6; 3,9; 4,3; 4,7; 5,1; 5,6; 6,2; 6,8; 7,5; 8,2; 9,1:

 E48 շարք` 100; 105; 110; 115; 121; 127; 133; 140; 147; 154; 162; 169; 178; 187; 196; 205; 226; 237; 249; 261; 274; 287; 301; 316; 332; 348; 365; 383; 402; 442; 464; 487; 511; 536; 562; 590; 619; 649; 681; 715; 750; 787; 825; 866; 909; 953:

 Դիմադրության մեծությունը որոշվում է՝ բազմապատկելով սանդղակի թվերը 10ⁿ-ով« որտեղ n-ը՝ դրական կամ բացասական ամբողջ թիվ է:

Փոփոխական ռեզիստորների արժեքները որոշվում են E6 սանդղակի  մեծություններով

Աղյուսակ  Հ.11.1-ում բերված են որոշ մակնիշի ռեզիստորների պարամետրերը:

>>

>>

>>

>>

Գրականություն

1. Ս.Հ. Մանուկյան, Էլեկտրոնային շղթաներ, Մաս 1, Երևան,  «Նոյյան տապան», 1997:

2. Ս.Հ. Մանուկյան, Էլեկտրոնային շղթաներ, Մաս 2, Երևան, «ՀայինՖո», 1999:

3. Быстров Ю.А., Мироненко И.М. Электронные цепи и устройства. -М.: Горячая Линия – Телеком, 2003.

4. Гусев В.Г., Гусев Ю.М. Электроника и микропроцессорная техника. - М.:Высшая школа 2006.

5. Захаров В.К, Лыпарь Ю.И. Электронные устройства автоматики и телемеханики. -Санкт-Петербург.:  Корона принт, 2003.

6. Прянишников В.А. Электроника.- Санкт-Петербург.:  Корона принт, 2003.

7. Коломбет Е.А., Юркевич К., Зодл Я. Применение аналоговых микросхем. -М.: Радио и связь, 1990.

8. Пухалский Г.И., Новосельцева Т.Я. Проектирование  дискретных устройств на интегральных микросхемах. - М.: Радио и связь, 1990.

9. Алексенко А.Г.,  Микросхемотехника. - М.:  Горячая Линия - Телеком, 2004.

10. Интегральные микросхемы, Операционные усилители и  компараторы. Справочник, том 12, - М., дом  Додэка - 21, 2002.

11. Шило В.Л. Популярные цифровые микросхемы. - М.: Металлургия, 1988.

12. Шило В.Л. Популярные микросхемы КМОП. - М.: Горячая Линия, – Телеком, 2001.

13. Опадчий Ю.Ф., Глудкин О.П., Гуров А.И. Аналоговая и цифровая электроника. -М.: Горячая Линия - Телеком, 2005.

14. Угрюмов Е. Цифровая схемотехника. -СПб.: БХВ - Санкт-Петербург, 2000. 

15. Перельман Б.Л. Полупроводниковые приборы. -М.: НТЦ МИКРОТЕХ, 2000.

16. Д. Крекрафт, С. Джерджли  Аналоговая электроника. -М.: ТЕХНОСФЕРА, 2005.

17. В.Н. Ушаков Основы аналоговой и импульсной техники. РадиоСофт , 2004.

18. В.И. Эннс, Ю.М. Проектирование аналоговых КМОП-микросхем.-М.: ГОРЯЧАЯ  ЛИНИЯ - ТЕЛЕКОМ, 2005

19. Ф.Н. Покровский, Материиалы и компоненты радиоэлектронных средств. - М.: ГОРЯЧАЯ ЛИНИЯ - ТЕЛЕКОМ, 2005.

20. П.А. Воронин, Силовые полупроводниковые ключи, -М.:Додэка -XXI,  2005.

21. П. Хоровиц, У Хилл, Искусство схемотехники.-М.:МИР, 2003

22. Г.И. Волович, Схемотехника аналоговых и аналого-цифровых электронных устройств.- М.: Додэка-XXI, 2007.

23. Г.Г. Ранева, Информационная измерительная техника и электроника.- М. : Академа, 2006.

24. В. М. Абрамов, Электронныe элементы устроиств автоматического управления.- М.: Додэка-XXI, 2007.

25. К. Бриндли, Дж. Карр. Карманный справочник инженера электронной техники.- М.: Додэка -XXI, 2007

26. Дж. Девис, Дж. Карр. Карманный справочник радиоинженера.- М.: Додэка -XXI, 2007

27. Уве Наундорф, Аналоговая электроника. Основы, расчет, Моделирование, -М: Техносвера, 2008

28. Ульрих Титце, Кристоф Шенк. Полупроводниковая схемотехника, Том 1.- М.: Додэка - XXI, 2008

29. Ульрих Титце, Кристоф Шенк. Полупроводниковая схемотехника, Том 2.- М.: Додэка – XXI, 2008.

30. Жан М.Рабаи, Ананта Чандракасан, Боривож Николич. Цифровые интегральные схемы, -М.: ”Вильямс”, 2007.

31. Лутц Фон Вангенхайм, Активные фильтры и генераторы, -М.: Техносвера, 2010.

32. Robert Bojlestad, Louis Noshelsky. Electronic Devices and Circuit theory, 2002.

33. Giorgio  Rizzoni, Principles and applications of electrical engineering. - MCGRAW-HILL, 2003.

34. Kasap, Electronic Materials and Devices, 2007.

35. Salivahar, Electronic Devices and Circuits, 2007.

36. Dashpan, Electronic Devices and Circuits, 2007.

37. Williams A.B., Taylor F.J., Electronic filter design handbook. McGraw-Hill Inc., New York, 2007